基于電壓跟隨的模塊化DAB控制策略

秦 袁，郝正航，陳 卓，滕 飛，孔德政，崔子軒

（貴州大學 電氣工程學院，貴陽 550025）

0 引言

隨著現在社會各行業對用電需求的上升，傳統的火力發電使用的化石能源不斷增多，對于環境造成的影響也越來越大。在此背景下，對于風電、光伏、核電、水電等清潔能源的研究也日漸引起國際社會的高度重視。目前，有研究者提出了以風電、光伏等清潔能源作為分布式電源的發電模式。采用這種發電模式可以有效地降低化石能源在發電結構中占據的比例，減少煤炭等對環境污染較大的化石能源的使用，實現發電的環保。但是，使用清潔能源的發電方式的發電廠多是分散、不穩定的分布式電源，這會影響電網運行的穩定，降低電能質量。為了使清潔能源能夠大規模地并網，已有研究者提出了智能電網和能源互聯網的概念。而新型電力電子變壓器無疑是智能電網和能源互聯網中至關重要的關鍵設備。

雙有源全橋（Dual Active Bridge，DAB）DC-DC變換器自身有諸如實現電氣隔離、模塊化耐高壓超高壓、功率密度高、功率傳輸可以雙向流動及軟開關易實現等諸多優點而被廣泛應用于光伏發電、風電并網、電動汽車及不間斷供電設備等新興的能源變換系統。傳統的工頻變壓器可以滿足電氣隔離與電壓匹配等需求，但是由于其具有體積龐大、質量沉重、對環境的污染性大、對電壓、電流沒有連續調節和綜合控制功能等一系列缺點，使之漸漸不能滿足科技社會高速發展的需求。在這一發展前提下，由于電力電子變壓器（Power Electronic Transformer，PET）具有電氣隔離、電壓變換、無功補償等優勢功能的特點，因此引起眾多國內外專家學者的廣泛關注。單相級聯多電平整流器（cascaded H-bridge，CHB）、雙有源全橋DC-DC變換器以及三相逆變器這3部分組成了PET傳動系統，被國內外專家學者廣泛采用。如圖1所示。

圖1 三級PET示意圖Fig.1 Three-level PET schematic diagram

本文著重于對三級式PET的中間級并聯雙有源全橋DC-DC變換器展開研究。作為三級式電力電子變壓器的中間級，DAB通過一個高頻變壓器，將輸入端的逆變電路與輸出端的整流電路連接，實現功率傳輸和能量傳遞的目的，而基于DAB在拓撲結構上的高度對稱性，在工作狀態下則可以實現能量的雙向傳輸。在實際應用中，對于該級聯結構的PET，各個模塊的主電路參數不能保證完全一致，所以傳輸功率不平衡現象是無法避免的，尤其是輸出電壓與輸入電壓的失調問題，對于傳輸功率偏大的模塊，相應的電流應力也偏大，由于較大的電流應力就可能失去變換器的軟開關特性，導致器件在電壓等級變化、甚至正常工作時的故障率出現大幅增加［13］。

文中介紹了DAB的拓撲結構，并對其在單移相控制下的工作模態進行了詳細分析，對電壓跟隨控制原理進行闡述，搭建電壓跟隨控制模型。以三模塊DAB為例，基于模塊參數不匹配導致的前級輸出電壓波動問題，提出均壓改進方法。在此基礎上，在仿真環節，針對系統存在的靜差、動態性能不穩定的問題，加入控制器，改善系統的性能。通過仿真實驗，將所提出方法與傳統方法進行對比驗證，驗證了所提出方法的有效性。

1 DAB結構及工作模態

DAB變換器的電路拓撲如圖2所示。由圖2可知，電路由2個全橋電路與一個高頻變壓器組成，結構上完全對稱。具有帶電氣隔離、能量可雙向流動、結構模塊化、容易并聯等優點。

圖2 DAB拓撲圖Fig.2 DAB topology graph

雙向DC／DC變換器配有許多的控制方法，最基本的則是使用單移相角來進行控制。單移相角控制就是一次側全橋與二次側全橋都以占空比為50%的PWM波作為開關管的控制信號，但是2個全橋的控制信號之間相差一個角度，稱這個角度為移相角，通過改變這個移相角的大小，可以改變一次側輔助電感V上的電壓與電流，進而控制能量流動的方向與二次側電壓的大小。單移相角DAB電路的工作狀態如圖3所示。對此擬做研究分述如下。

圖3 單移相控制下DAB變換器工作狀態Fig.3 DAB converter working status under SPS

（1）階段一：階段。在時刻之前，一次側開關管和導通，二次側通過寄生二極管和續流，在這個階段電感電流小于零；在時刻，一次側開關管和導通，開關管和關斷，電感電流小于零，一次側通過二極管、續流，直到時刻，電感電流變為零，副邊二極管、依舊導通，這段時間內變壓器兩側的電壓有V、V，施加到變壓器一次側輔助電感兩側的電壓為，并且電感電流在這段時間不斷減小。

（2）階段二：階段。在時間點，電感電流為零，由負值向正值變化，一次側開關管和導通，二次側開關管和導通，電流通過開關管完成回路，不再經過二極管，這段時間內變壓器兩側的電壓有V、V，加在變壓器一次側的輔助電感兩側的電壓仍為；電感電流在這段時間內不斷提升。

（3）階段三：階段。在時間點，二次側開關管和關斷，此時因電感電流值為正，二次側通過和續流；一次側仍為開關管和導通，這段時間內，V、V，加在變壓器一次側的輔助電感兩端的電壓為（假設），電感電流在這段時間內不斷減小。

（4）階段四：階段。在時間點，一次側開關管和關斷，由于電感電流仍大于零，并且考慮到電感的特性，電感電流在這個時刻不能突變，所以通過和續流，直到時刻，電感電流下降到零，二次側通過和續流，這段時間內變壓器兩側的電壓有V、V，加在變壓器一次側的輔助電感兩側的電壓為（假設），電感電流在這段時間內不斷減小。

（5）階段五：階段。在時間點，電感電流值為零，變化趨勢為由正變負，一次側開關管和導通，電流流經開關管，不再通過二極管續流。二次側開關管和導通，這段時間內變壓器兩側的電壓有V、V，加在變壓器一次側的輔助電感兩側的電壓為。

（6）階段六：階段。在時間點，二次側開關管和關斷，因為此時電感電流小于零，二次側電流通過和續流；一次側開關管和導通，這段時間內變壓器兩側的電壓有V、V、加在變壓器一次側的輔助電感兩側的電壓為。

在時間點，一次側開關管和開通，電流通過和續流，此后又進入階段一，電路的一個變換周期結束。

2 DAB控制系統

針對模塊化DAB進行研究，為避免模塊數量過多以及控制方法過于復雜而影響實驗的快速性，故文章以三模塊單移相DAB為例，提出電壓跟隨控制方式，這種控制方式可以保證DAB輸出電壓與輸入電壓始終成比例，在控制輸出電壓的同時，穩定輸入電壓，解決了傳統控制模式下由于模塊參數不一致導致的DAB傳輸功率不平衡的問題。

2.1 電壓跟隨控制原理

DAB變換器的對稱結構可以實現能量的雙向傳輸，文章以功率正向流動時的情況進行分析，由于3個模塊結構相同，故用DAB模塊1的控制來進行描述。電壓跟隨控制的控制模型如圖4所示。

圖4 電壓跟隨控制模型圖Fig.4 Voltage following control model diagram

由圖4能夠推得該模型的原理公式可寫為：

其中，V是輸出電壓；是輸入電壓；H是輸入電壓反饋系數；H是輸出電壓反饋系數；K＝100。

輸入電壓與輸出電壓的比例需要通過調整輸入電壓與輸出電壓的反饋系數進行控制。同時，DAB輸出級并聯，各模塊的輸出電壓相同，調整各模塊的反饋系數，也可以控制輸入電壓為均壓。

2.2 DAB閉環控制系統設計

DAB閉環控制框架如圖5所示。圖5中，G表示PWM調制器傳遞函數；與表示輸入電壓與輸出電壓的采樣系數。 帶入電路參數G＝1400，1，10，等效電阻480 Ω，輸入電容1000 μF，輸出電容2000 μF，電感40 μH，開關頻率10 kHz，匝比10，進而可得系統的傳遞函數為：

圖5 DAB閉環控制框圖Fig.5 DAB closed-loop control block diagram

在后續仿真實驗中發現系統存在靜差，同時穿越頻率過低，故設計加入控制器，提高統系統動態性能。

2.3 輸入側均壓

文獻［24］采用了共同占空比控制的方法對級聯橋整流級進行了控制，但是這種方法只能控制第一個模塊的電壓為給定值，當其余模塊的負載與第一個模塊不同時，會出現直流側電壓不均衡的情況。

當級聯橋整流器直流側電壓不均衡時，會使某個模塊工作在過壓狀態，導致開關管損壞或誤動作，影響整個系統的穩定性。而作為整流級負載的DAB電路的功率不均衡是整流級電路電壓不均衡的主要原因。

通過電壓跟隨控制可以通過調控反饋系數，調節輸入電壓與輸出電壓比例，由于輸出并聯，只要使各個模塊的反饋系數相同即可使DAB級輸入電壓均衡，根據單模塊DAB傳輸功率表達式可得：

其中，是高頻變壓器變比；是輸出電壓；f是開關頻率；是移相角。

可以得到使用這種控制方法DAB級的傳輸功率也是均衡的。但是這種控制方法忽略了DAB模塊參數不匹配造成的輸入電壓不均衡。

故需要在級聯橋整流器中加入一個均壓環節。以三模塊級聯來描述均壓控制的思路，將共同占空比控制中的直流電壓反饋由第一個模塊的直流側電壓更換為所有模塊直流側電壓的平均值，通過坐標變換得到d。再將模塊1直流側電壓V和模塊2直流側電壓V與給定值作差，在，而后通過一個調節器得到模塊1和模塊2的占空比偏差Δd和Δd，分別同d相加得到模塊1與模塊2的軸占空比，對于模塊3，由于前兩個模塊已經經過調整，只需要平衡前兩個模塊的調整量，即可完成均壓，故?。?/p>

再將各個模塊的調整量Δd、Δd、Δd與d相加，即可得到各個模塊的軸占空比d、d、d，此后又分別進行坐標逆變換得到d、d、d作為載波移相調制的調制信號，就可實現輸入側均壓。

3 仿真實驗

DAB電路的主要參數見表1。

表1 DAB電路參數Tab.1 DAB circuit parameters

3.1 電壓跟隨控制實驗

文章使用的DAB控制方式為電壓跟隨控制，在第2節中進行了詳細的論述，按照電壓跟隨控制的方式，輸入電壓與輸出電壓的比值和輸入電壓反饋系數與輸出電壓的反饋系數相同。DAB的輸入電壓與輸出電壓如圖6所示。

圖6 輸入電壓和輸出電壓波形Fig.6 Input voltage and output voltage waveform

由仿真結果可以看到，輸出電壓穩定在400 V，輸入電壓穩定在40 V，輸入電壓與輸出電壓比值為10∶1，與高頻變壓器匝比一致，實現電壓調節比1，使雙向DC／DC變換器獲得較好的動態性能。

DAB電感電流仿真波形如圖7所示，由仿真結果可以看出，與理論分析基本一致。

圖7 電感電流IL波形Fig.7 Inductive current IL waveform

3.2 穩定性對比實驗

系統初始運行伯德圖如圖8所示，使用奈奎斯特穩定判據對開環傳遞函數進行判斷，同時結合伯德圖，可以分析到該系統是穩定的，由伯德圖可以看出系統的低頻增益較低，會使系統穩定運行時出現靜差，同時穿越頻率過低，系統動態性能較差。

圖8 系統初始運行伯德圖Fig.8 System initial running Bode diagram

設計PI控制器為：

加入PI調節后，系統的開環傳遞函數為：

加入PI調節后的伯德圖如圖9所示。由圖9可知，加入PI調節后，低頻增益理論無窮大，可以達到無靜差控制，穿越頻率得到提高，系統動態性能得到較大改善。

圖9 加入PI調節后的伯德圖Fig.9 Bode diagram after adding PI adjustment

3.3 輸入側均壓實驗

在未加上均壓環節時，改變輸入側負載分別為480 Ω、550 Ω、400 Ω，仿真得到3個模塊的直流電壓如圖10所示。3個模塊的占空比一樣，但負載不一樣，故3個模塊的輸入側電壓不能都保持在給定值上。

圖10 3種負載下輸入側電壓Fig.10 Input side voltage under three loads

加上均壓環節后，帶不同負載的情況下3個模塊的直流電壓波形變化如圖11所示。從圖11中可以看到，由于負載不同，3個模塊的直流電壓波形在暫態時有所不同，但是在穩定后，3個模塊的電壓均穩定在4000 V左右。

圖11 均壓后輸入側電壓Fig.11 Input side voltage after voltage equalization

4 結束語

文章針對電力電子變壓器中的DAB變換器，分析其在單移相控制下的工作模態，提出了電壓跟隨的控制方法，并設計搭建電壓跟隨模型控制器，該方法可以在不改變DAB變換器正常工作模態情況下，使其輸出電壓與輸入電壓始終以給定比例運行，同時對輸入側加入均壓環節，避免了模塊化DAB由于自身或前級整流器各個模塊的主電路參數無法保證完全一致導致的傳輸功率不平衡現象。此外，為了改善系統的動態性能，設計了一種DAB閉環控制器。仿真實驗結果表明：該方法可以達到無靜差控制，穿越頻率得到提高，系統動態性能得到較大改善。同時文章研究還有如下的不足亟待改進：

（1）使用載波移相調制的方法使得所有模塊均工作在高頻PWM模式，使得開關損耗變得比較大，影響了系統整體的傳輸效率。

（2）由于使用的是模擬控制方式進行電路設計，沒有額外設計安全保護與啟動保護。

（3）沒有使用軟開關技術，可能在運行時出現沖擊電壓或沖擊電流影響系統運行的穩定性。