船舶中壓直流系統(tǒng)中模塊化多電平變換器的并聯(lián)拓?fù)渑c控制優(yōu)化

郭燚，郭明涵，胡中柏

(上海海事大學(xué)物流工程學(xué)院, 上海 201306)

0 引 言

隨著船舶電網(wǎng)電壓等級(jí)不斷提升，中壓直流(medium voltage direct current，MVDC)電力系統(tǒng)成為艦船電力系統(tǒng)發(fā)展的熱門研究方向。與傳統(tǒng)中壓交流電力系統(tǒng)相比，MVDC電力系統(tǒng)具有更高的能量傳輸效率。模塊化多電平變換器(modular multilevel converter，MMC)具有直接控制直流電流的能力，而且可擴(kuò)展性強(qiáng)、導(dǎo)通損耗低，在MVDC電力系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用。MMC還可以避免功率開關(guān)器件直接串聯(lián)結(jié)構(gòu)，增強(qiáng)MVDC電力系統(tǒng)的可靠性和恢復(fù)性，這使得MMC在MVDC電力系統(tǒng)中具有良好的應(yīng)用前景。

MMC子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要有半橋子模塊、全橋子模塊和箝位雙子模塊，其中全橋子模塊和箝位雙子模塊具有直流故障穿越能力。船舶對電力系統(tǒng)安全要求較高，在大功率直流斷路器大規(guī)模應(yīng)用于MVDC系統(tǒng)之前，針對MMC運(yùn)行過程中可能存在的直流故障問題，使用具有直流故障穿越能力的MMC子模塊是一種可行的解決辦法。從實(shí)際層面出發(fā)，全橋子模塊在船舶MVDC領(lǐng)域具有更廣泛的應(yīng)用。對于全橋子模塊的MMC調(diào)制策略主要有載波移相調(diào)制、最近電平逼近調(diào)制(nearest level modulation，NLM)等，其中：載波移相調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)為等效開關(guān)頻率高、損耗分布均勻；NLM的優(yōu)點(diǎn)為原理簡單，不受子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)限制，因而多用于子模塊數(shù)較多的高壓型MMC。MMC調(diào)制策略會(huì)因拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和應(yīng)用場景的不同而產(chǎn)生差異，在接入大功率負(fù)載時(shí)使用載波移相調(diào)制的全橋子模塊的損耗比使用NLM的小，因此選取載波移相調(diào)制作為本文的MMC調(diào)制策略。

在MVDC電力系統(tǒng)中，輸出的電壓等級(jí)基本固定，在接入較大功率的負(fù)載時(shí)船舶發(fā)電機(jī)輸出電流較大，因此在整流過程中每個(gè)子模塊需要承擔(dān)很大的橋臂電流。然而，受限于開關(guān)器件自身導(dǎo)通電流的能力，MMC有限的傳輸容量導(dǎo)致大功率傳輸不易實(shí)現(xiàn)。對此，本文優(yōu)化了一種應(yīng)用于船舶環(huán)形MVDC大功率電力系統(tǒng)的并聯(lián)MMC結(jié)構(gòu)，在滿足穩(wěn)定輸出的同時(shí)使MMC各橋臂中開關(guān)元件承擔(dān)的電流減小。首先，研究子模塊數(shù)對系統(tǒng)的影響，為模型建立提供基礎(chǔ)。其次，針對并聯(lián)MMC結(jié)構(gòu)提出一種結(jié)合內(nèi)模控制的協(xié)調(diào)控制策略，進(jìn)行MMC內(nèi)部和MMC之間的環(huán)流抑制。最后，在MATLAB/Simulink中建立船舶并聯(lián)MMC-MVDC電力整流系統(tǒng)模型，來驗(yàn)證基于內(nèi)模控制的協(xié)調(diào)控制策略的有效性以及整流模型的動(dòng)態(tài)性能。

1 船舶MVDC電力系統(tǒng)中并聯(lián)MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.1 船舶環(huán)形MVDC電力系統(tǒng)

船舶環(huán)形MVDC電力系統(tǒng)是一種新型的船舶電力系統(tǒng)(見圖1)，具有占用空間少、效率高的特點(diǎn)。該模型有2臺(tái)額定功率為36 MW的主發(fā)電機(jī)和2臺(tái)額定功率為4 MW的輔助發(fā)電機(jī)，這4臺(tái)發(fā)電機(jī)發(fā)出的交流電經(jīng)過MMC整流后為環(huán)形MVDC母線輸送能量。其中環(huán)形母線電壓可在1～35 kV范圍內(nèi)選擇，本文主要針對5 kV的MVDC電力系統(tǒng)進(jìn)行MMC拓?fù)鋬?yōu)化和控制策略設(shè)計(jì)。

圖1 船舶環(huán)形MVDC電力系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

1.2 MMC基本結(jié)構(gòu)

MMC由三相六橋臂組成，每相都由上下2個(gè)橋臂共2個(gè)子模塊與電感級(jí)聯(lián)而成，因此具有良好的對稱性，見圖2。圖2中：SM為子模塊；表示直流母線電壓；表示MMC第(∈{,,})相輸入電流；p、n分別表示每相的上橋臂、下橋臂電流。由于三相橋臂的對稱性，總直流電流在3個(gè)相單元之間平均分配，每個(gè)相單元中的直流電流為3。又因?yàn)樯蠘虮叟c下橋臂電抗器電感大小相等，所以交流電流在上橋臂與下橋臂間均分，這樣每相上橋臂、下橋臂電流分別為

圖2 并聯(lián)MMC結(jié)構(gòu)示意圖

(1)

(2)

式中：為MMC交流相電流幅值；為功率因數(shù)角；為基波角頻率。

當(dāng)傳輸大功率時(shí)，為防止橋臂電流過高造成器件無法正常運(yùn)行，需要將多個(gè)MMC并聯(lián)進(jìn)行分流。針對5 kV的應(yīng)用場景，本文設(shè)計(jì)了使用2個(gè)MMC并聯(lián)的模型，其基本結(jié)構(gòu)見圖2。由于MMC模塊具有很強(qiáng)的對稱性，故2個(gè)MMC的每相橋臂所承擔(dān)的電流為

(3)

(4)

這有效減少了每個(gè)MMC橋臂承擔(dān)的電流，達(dá)到傳輸大功率的目的。

1.3 MMC環(huán)流分析

在MMC的上橋臂和下橋臂電流中，除了包括直流側(cè)輸出的功率分量外，還有一部分諧波分量。該分量僅在MMC內(nèi)部和MMC之間流通，而對其直流側(cè)和交流側(cè)的功率輸出沒有影響，一般稱此電流分量為環(huán)流。MMC內(nèi)部環(huán)流主要是因?yàn)樯蠘虮酆拖聵虮圩幽K電壓不穩(wěn)定導(dǎo)致相互間不均衡而產(chǎn)生的，見圖3，其中，s(=,,)為交流測的相等效電壓。

圖3 MMC內(nèi)部環(huán)流等效示意圖

內(nèi)部環(huán)流diff可定義為

(5)

根據(jù)文獻(xiàn)[12]可得到，環(huán)流是由直流分量和交流分量組合而成的，其中交流分量為

(6)

式中：為電壓調(diào)制比；為電流調(diào)制比；為交流側(cè)的基波角頻率。可以看出交流分量以2倍頻能量為主，因此MMC內(nèi)部環(huán)流可再定義為

(7)

式中：為二次諧波環(huán)流幅值；為初相角。

2個(gè)MMC之間的環(huán)流主要也是由于相互間電壓不均衡產(chǎn)生的，為便于分析，對并聯(lián)結(jié)構(gòu)進(jìn)行化簡。根據(jù)文獻(xiàn)[13-14]得到并聯(lián)MMC的等效電路理論模型，見圖4。其中和為控制常數(shù)，由系統(tǒng)結(jié)構(gòu)變換而來，因此可以定義2個(gè)MMC之間的環(huán)流為

圖4 并聯(lián)MMC零序環(huán)流等效簡化示意圖

==-=1+1+1=

-(2+2+2)

(8)

環(huán)流疊加在各相的上橋臂電流或下橋臂電流中，既會(huì)使功率開關(guān)管損耗增加，又會(huì)提高功率開關(guān)器件額定電流容量，增大系統(tǒng)成本，因此進(jìn)行環(huán)流抑制很有必要。MMC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)不對稱會(huì)造成更大的環(huán)流，因此在拓?fù)鋬?yōu)化時(shí)應(yīng)使并聯(lián)的2個(gè)MMC保持相同的結(jié)構(gòu)，且MMC內(nèi)部三相之間和上下橋臂之間的結(jié)構(gòu)也應(yīng)保持對稱。

2 并聯(lián)全橋MMC結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

并聯(lián)MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選取的是全橋子模塊，見圖2。MMC并聯(lián)結(jié)構(gòu)在船舶MVDC電力系統(tǒng)中應(yīng)用時(shí)，應(yīng)確保雙MMC并聯(lián)結(jié)構(gòu)中兩個(gè)MMC的參數(shù)完全一致。針對適合船舶MVDC大功率電力系統(tǒng)的特點(diǎn)，分析并聯(lián)全橋MMC整流器的子模塊數(shù)、子模塊電容以及橋臂電抗的選取，并對不同子模塊數(shù)下模型的直流電壓波動(dòng)、傳輸效率、交流側(cè)影響以及成本進(jìn)行綜合考慮，得到船舶并聯(lián)MMC-MVDC(5 kV)電力整流系統(tǒng)的最優(yōu)子模塊數(shù)、電容值和電感值。

2.1 MMC子模塊電容值設(shè)計(jì)

MMC的子模塊直流電容分布在各橋臂中，見圖2。橋臂與橋臂之間的子模塊電容相互獨(dú)立，橋臂內(nèi)的電容也相互獨(dú)立。在MMC整流過程中，子模塊電容通過充放電實(shí)現(xiàn)能量流動(dòng)，保證整流器輸出的直流電壓處于穩(wěn)定的狀態(tài)；電容也可以起到濾波的作用，消除低次諧波使母線電壓穩(wěn)定。電容過大則調(diào)節(jié)會(huì)較緩慢且成本增加，電容過小則難以限制電壓的波動(dòng)，因此電容參數(shù)的設(shè)置對系統(tǒng)具有很大的影響。子模塊電容選取要求電壓波動(dòng)不超過5%。選取相進(jìn)行分析。設(shè)MMC交流側(cè)線電流峰值為，相電動(dòng)勢為，MMC的電壓調(diào)制比為，電流調(diào)制比為，則有

(9)

(10)

且調(diào)制比應(yīng)滿足

cos=2

(11)

對相的電壓和電流進(jìn)行積分，得子模塊電容值為

(12)

式中：為MMC的視在功率；為電容平均電壓。可知，針對不同子模塊數(shù)需要不同的電容值。

2.2 橋臂電感值設(shè)計(jì)

在MMC主電路中，橋臂電感是與子模塊串聯(lián)在每個(gè)橋臂上的，這是因?yàn)镸MC自身會(huì)對發(fā)電機(jī)端輸送諧波，而橋臂電感不僅可以進(jìn)行濾波，而且會(huì)抑制環(huán)流的產(chǎn)生。然而，電感過大會(huì)造成電流相位偏移。電感可以按照以下公式選擇：

(13)

式中：為環(huán)流分量的幅值，一般取橋臂電流基波分量的15。電感值并不完全固定，可根據(jù)具體系統(tǒng)特性進(jìn)行適當(dāng)?shù)母摹?/p>

2.3 MMC子模塊數(shù)選取

在子模塊數(shù)特性實(shí)驗(yàn)前，需要根據(jù)模塊數(shù)選取MMC主電路參數(shù)、橋臂電感值和子模塊電容值。子模塊中IGBT內(nèi)阻設(shè)為0.01 Ω。本文選取子模塊數(shù)從2到10進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，電源選擇2 250 V/240 Hz的理想三相交流電，負(fù)載為9 MW阻性負(fù)載。子模塊數(shù)不同的并聯(lián)MMC-MVDC電力整流系統(tǒng)模型的特性見表1(其中THD為總諧波畸變率(total harmonic distortion))。

表1 子模塊數(shù)不同的并聯(lián)MMC-MVDC(5 kV)電力整流系統(tǒng)模型的特性

根據(jù)表1的直流電壓波動(dòng)特性，可以得到子模塊數(shù)對輸出直流電壓的影響，見圖5。由圖5可以看出，隨著子模塊數(shù)的增加，電壓波動(dòng)越來越小，子模塊數(shù)與輸出直流電壓質(zhì)量成正比，且都小于5%，滿足船舶穩(wěn)態(tài)運(yùn)行的要求。

圖5 子模塊數(shù)對輸出直流電壓的影響

根據(jù)表1的傳輸效率特性，可以得到子模塊數(shù)對傳輸效率的影響，見圖6。由圖6可知，當(dāng)子模塊數(shù)超過5之后，隨著子模塊數(shù)的增加，傳輸效率并不會(huì)增加，反而呈現(xiàn)下降的趨勢。這是因?yàn)殡m然輸出電壓質(zhì)量提高，但是子模塊數(shù)的增加會(huì)加大開關(guān)損耗。雖然=10時(shí)與=5時(shí)的傳輸效率接近，但是成本遠(yuǎn)比=5時(shí)的高。

圖6 子模塊數(shù)對傳輸效率的影響

因?yàn)镸MC可以進(jìn)行雙端能量流通，所以需要考慮其對交流側(cè)的影響。由圖7可看出：子模塊數(shù)對交流電壓幾乎無影響，THD都在1%以下；當(dāng)>7時(shí)，對交流電流THD的影響呈增加趨勢，但是交流電流THD也均小于3%，都符合船舶穩(wěn)態(tài)運(yùn)行要求。

a)電壓THD

在不考慮冗余的情況下，假設(shè)MMC每個(gè)橋臂的子模塊數(shù)為，船舶MVDC電力系統(tǒng)母線電壓為，子模塊平均電壓為，則當(dāng)忽略橋臂阻抗壓降時(shí)，應(yīng)有

≤

(14)

綜上所述，當(dāng)選擇母線電壓為5 kV時(shí)，MMC傳輸有功功率36 MW，使得IGBT流經(jīng)的最大電流不超過3 600 A。結(jié)合子模塊特性和成本，本文選擇=5的全橋子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在MATLAB/Simulink中搭建并聯(lián)MMC整流模型。

3 并聯(lián)MMC控制策略

并聯(lián)MMC的協(xié)調(diào)控制系統(tǒng)主要分為3部分(見圖8)：一是觸發(fā)子模塊的載波移相調(diào)制策略；二是為得到合適的電壓調(diào)制波的電壓電流雙閉環(huán)控制器；三是為優(yōu)化電壓調(diào)制波的環(huán)流抑制控制器和電容能量均衡器。

圖8 并聯(lián)MMC系統(tǒng)總控制圖

3.1 全橋子模塊調(diào)制策略

由于MMC中各子模塊的參考電壓相同，能量分布相對比較均衡，選用載波移相調(diào)制有利于子模塊電容直流電壓平衡，更適合并聯(lián)MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖9為全橋型MMC載波(用表示，=1,2,…,)移相調(diào)制示意圖，每個(gè)橋臂需要兩個(gè)參考電壓和，分別表示FBSM左臂和右臂的參考電壓，相位相差π。相鄰載波間相位相差π/，上、下橋臂載波之間整體存在相位角。脈沖信號(hào)通過參考電壓與載波的比較產(chǎn)生，當(dāng)參考電壓大于載波時(shí)，輸出脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation, PWM)開關(guān)信號(hào)，對應(yīng)的功率器件導(dǎo)通。當(dāng)全橋子模塊的與(或者與)導(dǎo)通時(shí)，對應(yīng)的子模塊電容根據(jù)電流方向進(jìn)行充放電，其余時(shí)刻子模塊則處于旁路狀態(tài)。下橋臂參考電壓為

圖9 全橋MMC載波移相調(diào)制示意圖

(15)

上橋臂參考電壓為

(16)

式中：(0≤≤1)表示電壓調(diào)制比。采用載波移相調(diào)制的關(guān)鍵在于得到合適的參考電壓。

3.2 MMC雙閉環(huán)控制器

針對船舶MVDC電力系統(tǒng)要求直流母線電壓保持恒定的特點(diǎn)，可以通過矢量控制方法選取母線電壓和無功功率作為外環(huán)功率控制器的控制變量，得到內(nèi)環(huán)電流控制器需要的參考電流，從而得到MMC整流器的輸出參考電壓，見圖10。

圖10 基于PI控制的MMC電壓電流雙閉環(huán)控制器

3.3 基于內(nèi)模控制的協(xié)調(diào)控制

協(xié)調(diào)控制的目的主要是減少M(fèi)MC的環(huán)流并使子模塊能量分布均衡。并聯(lián)MMC的環(huán)流由兩部分組成，一個(gè)是MMC內(nèi)部的環(huán)流，另一個(gè)是并聯(lián)MMC之間的環(huán)流。由第1.3節(jié)可以得出，內(nèi)部環(huán)流抑制的主要目的是消除MMC整流器的2倍頻能量。內(nèi)模控制法具有結(jié)構(gòu)簡單、參數(shù)調(diào)節(jié)方便和穩(wěn)態(tài)控制良好的特點(diǎn)，并且MMC為1階系統(tǒng)，更方便建立2倍頻環(huán)流模型的傳遞函數(shù)。文獻(xiàn)[14]提出的一種改進(jìn)的內(nèi)模控制環(huán)流抑制策略，將低通濾波器引入內(nèi)模控制器中，從而降低系統(tǒng)對模型誤差的敏感度、提高系統(tǒng)魯棒性。內(nèi)模控制器的傳遞函數(shù)為

(17)

式中：表示濾波器的時(shí)間常數(shù)，取值為1；為模擬橋臂電感；為模擬橋臂電阻。可先采用2倍頻負(fù)序的變換將三相環(huán)流分解為2個(gè)直流量2f和2f，然后再與參考值相減后分別代入傳遞函數(shù)中得到內(nèi)部環(huán)流抑制電壓diff和diff，最后通過變換得到三相的內(nèi)部環(huán)流抑制電壓。

2個(gè)MMC之間的環(huán)流主要為零序環(huán)流，可通過控制上、下橋臂開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行控制(由式(8)可知)。經(jīng)過PI調(diào)節(jié)后與MMC內(nèi)部環(huán)流抑制相結(jié)合，得到環(huán)流抑制附加電壓diff_ref。控制器結(jié)構(gòu)見圖11，其中2為2倍頻電流相角。

圖11 基于內(nèi)模控制的并聯(lián)MMC環(huán)流抑制控制器

圖12 并聯(lián)MMC子模塊電容能量均衡控制器

4 并聯(lián)協(xié)調(diào)控制策略仿真驗(yàn)證

在MATLAB/Simulink中建立仿真模型來驗(yàn)證并聯(lián)MMC協(xié)調(diào)控制策略的有效性。并聯(lián)MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)見圖4，系統(tǒng)控制策略結(jié)構(gòu)框圖見圖8。

4.1 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置

船舶并聯(lián)MMC-MVDC電力整流系統(tǒng)參數(shù)見表2，其中：模擬總發(fā)電機(jī)額定功率=36 MW，而經(jīng)過變壓器后變壓為2 250 V；并聯(lián)MMC容量為9 MW，額定頻率=240 Hz；母線電壓=5 kV；子模塊平均工作電壓=1 kV；子模塊電容和橋臂電感由式(12)和(13)推導(dǎo)得出，=2.5 mF，=1 mH。

表2 船舶并聯(lián)MMC-MVDC電力整流系統(tǒng)參數(shù)

4.2 直流電壓輸出仿真分析

首先對MMC的穩(wěn)態(tài)性能進(jìn)行分析。圖13為輸出直流電壓波形和交流側(cè)電壓電流隨時(shí)間的變化曲線。0 s時(shí)開始運(yùn)行，首先進(jìn)行預(yù)充電。0.3 s后，直流電壓開始穩(wěn)定，保持在4 960～5 080 V之間，電壓波動(dòng)為±1.6%，其交流側(cè)的THD在3%以內(nèi)，均在船舶穩(wěn)態(tài)運(yùn)行可接受范圍內(nèi)。

a)輸出直流電壓

系統(tǒng)輸出的直流電壓實(shí)際上是由MMC每相的橋臂子模塊電容電壓疊加而來的，因此子模塊電容能量的穩(wěn)定對輸出直流電壓的穩(wěn)定有很大幫助。又因?yàn)镸MC的結(jié)構(gòu)對稱性，所以只選取其中一個(gè)橋臂進(jìn)行分析。圖14a和14b分別為協(xié)調(diào)控制策略添加前后MMC的相上橋臂子模塊電壓波動(dòng)情況。

由圖14可以看出：協(xié)調(diào)控制策略添加前，子模塊電容電壓波動(dòng)較大，能量分布不均勻；協(xié)調(diào)控制策略添加后，子模塊電容電壓受到平均電壓限制，趨于/=1 000 V，使得MMC子模塊之間的電壓差值減小，MMC內(nèi)部能量趨于均衡。

a)協(xié)調(diào)控制策略添加前

4.3 并聯(lián)MMC橋臂分流仿真驗(yàn)證

圖15所示為并聯(lián)分流的對比圖，其中：圖15a為單MMC的相上、下橋臂電流；圖15b為并聯(lián)MMC的相上、下橋臂電流。因?yàn)镸MC具有良好的對稱性，所以兩個(gè)MMC中可任選一個(gè)分析。從圖15可以看出，單MMC的橋臂電流變化范圍為-2 200～1 200 A，而并聯(lián)MMC的橋臂電流變化范圍為-1 000～1 000 A，低于IGBT的典型值。結(jié)果驗(yàn)證了并聯(lián)MMC結(jié)構(gòu)可以有效降低MMC的橋臂電流，避免MMC在傳輸大功率時(shí)其內(nèi)部的IGBT電流過大。在這種并聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，MMC之間的電流能夠保持相對均衡，這說明這種結(jié)構(gòu)本身具有均流的特性。因此，并聯(lián)MMC整流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)適用于船舶MVDC大功率電力系統(tǒng)。

圖15 單MMC和并聯(lián)MMC的a相上、下橋臂電流

4.4 基于內(nèi)模控制的環(huán)流抑制仿真驗(yàn)證

圖16為協(xié)調(diào)控制環(huán)流對比圖，其中圖16a為控制策略添加前的MMC內(nèi)部相橋臂環(huán)流；圖16b為協(xié)調(diào)控制策略添加后的相橋臂環(huán)流；圖16c為控制策略添加前的2個(gè)MMC之間的環(huán)流；圖16d為控制策略添加后的2個(gè)MMC之間的環(huán)流。本文根據(jù)文獻(xiàn)[13]采用一種環(huán)流諧波占比指標(biāo)來評價(jià)環(huán)流抑制效果。環(huán)流的諧波占比越小，表示該環(huán)流抑制效果越好。因?yàn)镸MC的環(huán)流以直流分量為主，本文選擇將直流分量作為計(jì)算環(huán)流諧波占比的基準(zhǔn)值。又因?yàn)橹C波主要為二次諧波，所以本文主要評價(jià)兩個(gè)指標(biāo)：一個(gè)是所有交流諧波有效值與直流分量的比值的總諧波占比；另一個(gè)是環(huán)流的2倍頻交流分量有效值與直流分量的比值的2倍頻占比。基于圖16所得數(shù)據(jù)計(jì)算評價(jià)指標(biāo)得到表3，可以看出在添加控制策略后，兩種環(huán)流都得到了有效的抑制。

圖16 a相橋臂環(huán)流對比和MMC間環(huán)流對比

表3 船舶并聯(lián)MMC-MVDC電力整流系統(tǒng)環(huán)流評價(jià)指標(biāo)

4.5 并聯(lián)MMC整流器在動(dòng)態(tài)負(fù)載下的性能分析

為分析MMC整流器帶動(dòng)態(tài)負(fù)載時(shí)的能力，在0 s時(shí)系統(tǒng)進(jìn)行預(yù)充電，0.5 s時(shí)帶18 MW負(fù)載啟動(dòng)，在系統(tǒng)輸出穩(wěn)定后，于1 s時(shí)突加負(fù)載至36 MW，結(jié)果見圖17。圖17a顯示，交流側(cè)三相電流隨著負(fù)載功率的增加而增大。圖17b顯示，MMC整流器對發(fā)電機(jī)發(fā)出的交流電壓基本無影響。圖17c顯示，突加負(fù)載后經(jīng)過1.5 s并聯(lián)MMC整流器輸出的有功功率才平穩(wěn)。有功功率平穩(wěn)時(shí)的效率僅約95%，并聯(lián)MMC整流的損耗率約5%，而高壓系統(tǒng)損耗率僅為1%。圖17d顯示，在0.5 s時(shí)直流電壓達(dá)到穩(wěn)態(tài)，在1.0 s時(shí)突加負(fù)載后直流電壓的波動(dòng)范圍滿足了船舶MVDC電力系統(tǒng)母線電壓5%波動(dòng)的要求。

a)交流側(cè)三相電流

綜上可知：在添加基于內(nèi)模控制的協(xié)調(diào)控制策略后，直流輸出電壓和交流側(cè)THD在穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能上都滿足要求；MMC內(nèi)部的環(huán)流和MMC之間的環(huán)流都有所減少，避免了環(huán)流增加所導(dǎo)致的內(nèi)部損耗的增加；各子模塊能量保持均衡，能夠節(jié)省能源、延長器件使用壽命，但是在添加動(dòng)態(tài)負(fù)載時(shí)效率較低。

5 結(jié) 論

本文針對船舶中壓直流(MVDC)電力系統(tǒng)中模塊化多電平變換器(MMC)橋臂承擔(dān)電流較小的問題，優(yōu)化了一種適用于船舶中壓直流條件下的并聯(lián)MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并提出一種相適應(yīng)的協(xié)調(diào)控制策略。首先設(shè)計(jì)了并聯(lián)MMC的器件參數(shù)，并通過仿真研究子模塊數(shù)對直流電壓波動(dòng)、傳輸效率、交流側(cè)總諧波畸變率(THD)的影響，得到船舶MVDC(5 kV)電力系統(tǒng)的優(yōu)化全橋子模塊結(jié)構(gòu)，為系統(tǒng)建模提供基礎(chǔ)。然后，從原理上分析了并聯(lián)MMC環(huán)流的產(chǎn)生原因，設(shè)計(jì)了一種基于內(nèi)模控制的協(xié)調(diào)控制策略。最后，建立了船舶并聯(lián)MMC-MVDC電力整流系統(tǒng)模型，進(jìn)行了穩(wěn)態(tài)性能與動(dòng)態(tài)性能測試，驗(yàn)證了所提調(diào)制策略的有效性。本文研究存在兩個(gè)方面不足：一方面，船舶并聯(lián)MMC-MVDC電力整流系統(tǒng)模型不夠精確，處于理想狀態(tài)；另一方面，在5 kV工況下并聯(lián)MMC整流效率仍然較低。