兩天線STBC-PI-DCSK混沌置換索引調制技術

陳海頻，賴松林，孔令軍，陳平平

(1.福州大學 物理與信息工程學院，福建 福州 350108；2.金陵科技學院 網絡與通信工程學院，江蘇 南京 211199)

0 引言

大多數現代無線通信應用都容易受到多徑衰落影響，混沌通信技術因為具有抗多徑衰落和時延的優異能力得到了廣泛研究。進一步地，為了提高數據率，下一代無線標準很可能使用多輸入多輸出(MIMO)技術來提高系統性能和數據吞吐量[1-2]。

空時塊碼(STBC)[3-5]是MIMO技術中一種簡單而巧妙的傳輸分集技術，已被證明是對抗無線通信中信道衰落的強大分集技術。通過對不同發射天線和不同時間間隔的發射符號進行編碼，可以有效地提高接收機的信號質量。文獻[6-11]結合這項新興技術與超寬帶(UWB)傳輸，研究了超寬帶信道環境下無線個人區域網和無線局域網(WPAN/WLAN)系統的空時分組碼。

混沌信號由相對簡單的電路生成，具有非周期性和長期不可預測性，從密碼學[12]的角度可以提供某種安全性。差分混沌位移鍵控(DCSK)方案是一種基于混沌的非相干調制方案。由于DCSK方案在多徑條件下可以提供優異的性能[13-15]，并且不需要復雜的Rake接收或信道估計，因此研究人員對其在WPAN[16-18]和WLAN[19-20]上的應用產生了相當大的興趣。在文獻[21]中，提出了一種基于STBC和DCSK的組合STBC-DCSK方案，已經證明了在MIMO信道中結合使用STBC編碼和混沌通信的可行性。

本文提出了一種在解碼過程中不需要信道估計(CSI)的新的多元STBC-PI-DCSK方案，其目的是明顯降低SISO-PI-DCSK方案[22]的誤碼率，并有效提高數據吞吐量。綜上所述，該方案可以被視為一種低復雜度和具有良好性能的多徑信道解決方案，如WLAN/WPAN信道。

1 系統模型

1.1 發射機

考慮發射機配備兩個發射天線的情況(即發射天線NT=2)，還假設接收機只有一個天線。如圖1所示，在所提出的模擬方案中，數據流binf首先通過串-并轉換器轉換成每個含lb(M)=(n+1)位的比特塊(M表示調制階數)，第k個比特塊可以寫為[ak,1,ak,2,…,ak,n,ak,n+1]=[pk,ak,n+1]，其中pk=[ak,1,ak,2,…,ak,n]是n個映射位的向量。映射向量選擇第k個數據塊預定義好的M/2個置換序列{Sk,1,Sk,2,...,Sk,M/2}中的一個，然后乘以由ak,n+1表示的調制比特進行擴展傳播。在STBC-PI-DCSK方案中，每次將2NT個比特塊傳遞給2NT個PI-DCSK調制器，即每次傳送2NTlb(M)位。

圖1 STBC-PI-DCSK方案發射機系統框圖

在PI-DCSK調制器中，首先由混沌發生器產生一個長度為β的混沌序列xk,0作為參考序列放在第一時隙發送，然后利用置換矩陣生成M/2個參考序列的準正交序列[23]，產生一個自定義的映射規則，再通過選擇器選擇一個預定義好的置換序列作為信息承載信號在第二個時隙發送[22]，具體的幀結構如圖2所示。

圖2 PI-DCSK幀結構

圖中，xk,v代表第k個數據塊延遲為v的混沌信號，即xk,0是具有零延遲的參考信號，xk,β是具有β個樣本延遲的參考信號的副本，Sk,j代表對混沌序列進行置換操作。

最終，每個PI-DCSK調制器輸出一個參考混沌段和一個相應的混沌信息承載段。第k個位塊的參考混沌段和信息承載段分別由Rk和Dk表示。例如，當NT=2時，4個PI-DCSK調制器分別產生[R1D1]、[R2D2]、[R3D3]和[R4D4]。隨后，混沌序列被送入STBC編碼器中。不同的混沌序列具有非常低的互相關，如果混沌序列的長度足夠長，它們幾乎是正交的。同時，為了避免在接收機處產生過多的發射天線間干擾(ITI)，來自同一PI-DCSK調制器的混沌段不應該由不同的其他發射天線同時發送。例如，如果R1正由第一發射天線發送，則此時R1和D1都不應由其他發射天線發送。基于此規則，STBC編碼器對每個天線不同的排列參考段和數據段，其目的是利用混沌信號固有的低互相關特性，有效地抑制ITI。

表1 STBC-PI-DCSK兩天線

1.2 信道模型

將每個發射天線和接收天線之間的信道建模為兩徑瑞利準靜態塊衰落信道。λi,1和λi,2表示第i個發射天線和接收天線之間的兩條路徑的增益，它們是獨立的瑞利分布隨機變量。假設它們在至少一個STBC幀周期內是不變的，即在傳輸2NTlb(M)比特的持續時間內是保持不變的。此外，ξ表示均值為0和方差為N0/2的服從高斯分布的噪聲樣本。

1.3 接收機

rk表示第k個數據塊持續時間內接收的信號矢量：

(1)

為了使信號解調，設計了以線性方式處理接收信號的差分相干解調器。例如，對于一個雙發射天線系統，基于表1中的傳輸混沌段，構造了4個差分相干解調器。在這種情況下，4個解調器的輸出ck(k=1,2,3,4)表示為：

(2)

式中，Sk,j代表對接收到的第k個數據塊的參考序列進行置換操作，j表示不同映射序列的索引，j∈{1,2,…,2n}。

然后根據輸出值幅度最大的索引來判斷映射位，輸出值的符號確定調制位。

(3)

(4)

1.4 解碼延遲和資源使用情況對比分析

所提出的帶有2發射天線的STBC-PI-DCSK方案在解調過程中會產生4個數據塊的延遲，而SISO-PI-DCSK方案解調過程只有一個數據塊的延遲。因此，所提出STBC-PI-DCSK接收機需要更多的硬件，例如存儲器。此外，從式(2)中推斷，在所提出的2天線的STBC-PI-DCSK方案中，為了解碼一個數據塊的信息，必須執行2組相關運算。在SISO-PI-DCSK方案，只需要進行1組相關運算。因此，STBC-PI-DCSK的硬件復雜度隨發射天線NT的數量線性增加。總之，所提出的STBC-PI-DCSK方案的延遲和復雜度僅隨發射天線的數量線性增加。如果計算復雜度和/或時延至關重要，首選SISO-PI-DCSK方案。

2 實驗結果分析

本節介紹了基于上述信道模型的仿真結果。假設各發射天線的發射功率相同，且各路徑的平均增益相同。

2.1 STBC-PI-DCSK方案與傳統SISO方案比較

在所提出的STBC-PI-DCSK方案中，假設當NT=2時，第一個發送-接收信道中的兩條路徑的延遲為0和3，第二個發送-接收信道中的兩條路徑的延遲為1和2，分別用(0,3)和(1,2)表示這些延遲。

當β=200，NT=2，調制階數M分別為4和8時，系統的仿真誤碼率如圖3所示。圖3還展示了延遲為(0,1)時SISO-PI-DCSK方案的仿真結果。可以看到，STBC-PI-DCSK方案的性能在BER=10-4時比SISO方案高5 dB。

圖3 STBC-PI-DCSK與SISO方案低時延誤碼率

此外，圖4繪制了兩組高延遲時的系統比較，第一組中兩個通道的兩條路徑延遲分別為(0,20)和(1,21)；第二組中兩個通道中的兩條路徑延遲分別為(0,40)和(1,41)。

(a) M=4

以上結果表明在高時延情況下，當M=4，BER=2×10-4時，STBC-PI-DCSK方案相較于SISO方案的性能增益約為3 dB；而當M=8時，STBC-PI-DCSK方案相較于SISO方案的性能增益約為4 dB。系統性能的提升在高延遲信道中也得到了明顯的體現。

當β和Eb為固定時，STBC-PI-DCSK的系統誤碼率性能與接收的平均信噪比和分集階數2NT密切相關。NT的增加降低了平均接收信噪比，且提高了分集階數。因此，在低Eb/N0時，平均接收信噪比的降低使得STBC-PI-DCSK在誤碼率方面較SISO-PI-DCSK方案表現不佳。然而，當Eb/N0更大時，分集增益的優勢變得更加突出，因此STBC-PI-DCSK方案優于SISO-PI-DCSK方案。結果表明，這兩種方案的誤碼率曲線相互交叉。

2.2 STBC-PI-DCSK方案與STBC-DCSK方案比較

將所提出的STBC-PI-DCSK系統與STBC-DCSK系統進行了比較。研究雙發射天線-單接收天線系統，每個發射-接收信道都被建模為雙射線瑞利衰落信道。對于雙發射天線系統，設置信道的延遲均為(0,3)和(1,2)。圖5展示了兩個系統的誤碼率性能。由圖5可以看出，當NT=2，β=200時，對于M=8，STBC-PI-DCSK比STBC-DCSK系統好約2 dB，所提出的STBC-PI-DCSK方案優越性得到了很好的證明。

圖5 STBC-PI-DCSK與STBC-DCSK比較

3 結束語

本文提出了一種高吞吐量、低功耗的STBC-PI-DCSK方案，它結合了STBC和PI-DCSK混沌調制的優點，提供了更好的系統性能和對多徑衰落延遲擴展的魯棒性。該方案利用不同混沌信號的低互相關特性，有效地抑制了發射天線間的干擾，提高了系統誤碼率性能。此外，該方案既不需要復雜的信道估計，也不需要Rake接收。因此，該系統由于其硬件實現簡單，具有經濟優勢，在需要信道估計的傳播條件下也特別有用，實驗仿真證明了系統的性能優勢。