微功耗系統(tǒng)最大功率點(diǎn)追蹤電路設(shè)計(jì)及仿真

晏維亮，葛英飛

（1.華南理工大學(xué)電力學(xué)院，廣東 廣州 510641；2.南京工程學(xué)院機(jī)械學(xué)院 江蘇 南京 211167）

隨著傳感網(wǎng)、物聯(lián)網(wǎng)的不斷發(fā)展，網(wǎng)絡(luò)傳感節(jié)點(diǎn)的供電問(wèn)題也引起人們更廣泛的關(guān)注。當(dāng)涉及傳感器網(wǎng)絡(luò)和人體內(nèi)的生物傳感器的應(yīng)用時(shí)，供電模塊的維護(hù)是目前難以解決的問(wèn)題。一個(gè)可行的方法是將傳感器的供電模塊用能量采集器（Energy Harvester，EH）代替，使無(wú)線傳感器作為自供電可穿戴設(shè)備使用[1-3]。EH 從外界環(huán)境采集能量的特性決定了其輸出功率在時(shí)域上波動(dòng)大、量級(jí)小的特點(diǎn)[4]。基于此考慮，本文在充分研究壓電能量采集器（Piezoelectric Energy Harvesting，PEH）特性的基礎(chǔ)上，找到一種能快速追蹤、適應(yīng)環(huán)境變化、追蹤精度高且成本低、功耗低的最大功率點(diǎn)追蹤（Maximum Power Point Tracking，MPPT）方法，以此優(yōu)化微功耗設(shè)備的電源管理模塊（Power Management Module，PMM）。

首先，本文基于PEH 在自供電可穿戴設(shè)備中的成熟應(yīng)用，在理論模型分析和電學(xué)特性等效方面對(duì)PEH進(jìn)行了充分研究，以對(duì)本文設(shè)計(jì)的MPPT 電路的輸入電源進(jìn)行建模；其次，本文基于利用RC 電路（Resistor-Capacitance circuit）可以追蹤開(kāi)路半壓的理論成果，采用模擬電路分立元件搭建MPPT 電路，以實(shí)現(xiàn)自供電可穿戴設(shè)備PMM 自適應(yīng)追蹤電路最大輸出功率點(diǎn)的功能；然后，對(duì)設(shè)計(jì)的MPPT 電路進(jìn)行仿真以驗(yàn)證該模擬電路理論上的可行性；最后，在PCB（Printed Circuit Board）上實(shí)現(xiàn)電路板，通過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)試驗(yàn)證電路板MPPT 的可行性與適應(yīng)性，完成微功耗系統(tǒng)最大功率點(diǎn)電路的模擬設(shè)計(jì)。

1 最大功率點(diǎn)追蹤系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)和運(yùn)行

本文提出的半壓追蹤系統(tǒng)的模擬電路和輸入電源的詳細(xì)實(shí)現(xiàn)分別如圖1 和圖2所示。模擬控制電路中的橋式整流器由4個(gè)BAS70 肖特基二極管組成，該二極管正向壓降小、漏電流小、功耗低。Vin整流后的電壓Vrect通過(guò)由Chp、Rhp1和Rhp2構(gòu)成的高通濾波器，輸入到納安功耗運(yùn)算放大器[5]（LPV521）完成電壓信號(hào)的微分處理，然后微分器的輸出經(jīng)過(guò)包絡(luò)檢測(cè)器到達(dá)電路的采樣保持模塊，再接著進(jìn)入DC-DC 降壓轉(zhuǎn)換器的控制模塊，最后控制器控制DC-DC 降壓轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)以達(dá)到電路MPPT 的目的。選擇的DC-DC 轉(zhuǎn)換器是降壓轉(zhuǎn)換器（LTC3388-3），用于降低PEH 輸入負(fù)載的電壓。

圖2 系統(tǒng)輸入電源模擬

2 最大功率點(diǎn)追蹤系統(tǒng)的仿真與實(shí)驗(yàn)測(cè)試

2.1 電路參數(shù)設(shè)置及印刷電路板

系統(tǒng)的模擬電路的各元件參數(shù)在圖1 中已給出。本文所模擬的PEH 等效模型及其輸出功率特性[6]確定了所使用PEH 的等效阻抗，并以此模型為基礎(chǔ)設(shè)計(jì)適用于本課題的高通濾波器，設(shè)計(jì)的前提依然是τhP與τ的值相等。并且為了最小化電阻的功耗和負(fù)載對(duì)濾波電容Ci的影響，Rhp1和Rhp2的總阻值被設(shè)置為20 MΩ。經(jīng)多次仿真后的參數(shù)調(diào)整，Rdiff、Cdiff、RF的值分別被設(shè)置為10 MΩ、10 nF、10 MΩ。微分器的輸出Vdiff需要經(jīng)過(guò)一個(gè)包絡(luò)檢波器，該檢波器的作用為過(guò)濾Vdiff中的高頻信號(hào)使Vhp的微分信號(hào)更為平滑，避免Vdiff反復(fù)降至零點(diǎn)影響電路正常工作。過(guò)濾后的信號(hào)作為Ved被饋入Comp1 反相輸入端。仿真結(jié)果表明將Ced和Red分別設(shè)置為1 nF 和10 MΩ時(shí)，檢波效果較為良好，同時(shí)使得前面提到的對(duì)Comp1 的參考電壓Vref采用的處理方式所帶來(lái)的最大功率點(diǎn)偏移量有效減少，即縮小了Comp1 對(duì)MPP 作出響應(yīng)的時(shí)刻與實(shí)際MPP 出現(xiàn)的時(shí)刻的誤差。然后Vsh作為Comp1 的輸出進(jìn)入系統(tǒng)的采樣保持部分。這一部分主要由分壓電阻、P 型MOS管和采樣電容Csh組成。分壓電阻的作用主要是控制Csh的采樣電壓Vcsh進(jìn)而控制饋入Comp2 反相輸入端的參考電壓。RD1、RD2以及Csh的值分別設(shè)置為1 MΩ、1.37 MΩ和500 pF 時(shí)仿真結(jié)果有良好表現(xiàn)。

圖1 系統(tǒng)的模擬電路實(shí)現(xiàn)

經(jīng)過(guò)多次仿真，驗(yàn)證了本文設(shè)計(jì)的模擬電路自適應(yīng)追蹤VOC/2 的功能，各元件參數(shù)也確定了相對(duì)合理的值。本課題根據(jù)模擬電路對(duì)實(shí)物進(jìn)行了復(fù)現(xiàn)，與模擬電路的主要差別在于：模擬電路中降壓功能通過(guò)帶有控制器的BUCK 電路實(shí)現(xiàn)， 而實(shí)物中用LTC3388DC-DC 降壓轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)，兩者儲(chǔ)能電容的值相差較大。需要說(shuō)明的是，根據(jù)LTC3388 數(shù)據(jù)手冊(cè)的說(shuō)明，使用其降壓轉(zhuǎn)換器功能時(shí)開(kāi)關(guān)JP1-JP5 的狀態(tài)分別為“0”“1”“EN”“ON”“1”。

2.2 電路仿真結(jié)果

為了便于分析，該模擬電路的電源PEH 用FREQ（頻率）=1 K、VAMPL（幅值）=5 V、VOFF（偏置）=0的正弦交流源接一個(gè)由4個(gè)BAS70 肖特基二極管組成的橋式整流器代替，電壓Vin即VOC、Vrect及Vhp仿真波形如圖3所示。

圖3 電壓Vin、Vrect 及Vhp 仿真波形

從圖中可以看出，Vin是交流信號(hào)源經(jīng)過(guò)整流后的電壓，其有效值大約為4.08 V；Vrect前40 ms 總體呈上升狀，40 ms 左右開(kāi)始下降，之后圍繞VOC/2 上下小幅波動(dòng)，不難看出它呈現(xiàn)出典型的電容充電曲線，這驗(yàn)證了第2 章中用于理論分析的電路模型；Vhp與Vrect類似，增幅性保持一致，電壓幅度有所不同。由波形圖可以看出這3個(gè)電壓的仿真波形符合預(yù)期。

微分器的輸出電壓為Vdiff，其波形如圖4所示，已知其是Vhp經(jīng)過(guò)微分器后的微分信號(hào)。可以看出，包絡(luò)檢波器極大程度減緩了Vdiff降為0 的速度[7]，即延遲Comp1 對(duì)實(shí)際出現(xiàn)MPP 時(shí)刻的響應(yīng)，這樣一來(lái)就減小了前面提到的對(duì)Comp1 參考電壓作的增大處理所引起的MPP 偏移誤差，并給Vrect的充電過(guò)程預(yù)留了足夠的滯后延時(shí)。因?yàn)楫?dāng)Vdiff、Ved都降至Comp1 參考電壓Vref處時(shí)，比較器響應(yīng)的時(shí)刻提前于實(shí)際MPP 出現(xiàn)的時(shí)刻，Vdiff對(duì)應(yīng)的Comp1 響應(yīng)時(shí)刻提前了50 ms 左右，此時(shí)的Vrect也小于VOC/4；Ved對(duì)應(yīng)的Comp1 響應(yīng)時(shí)刻只提前了28 ms，且對(duì)應(yīng)的Vrect處于0.35VOC處，處于MPP 正常波動(dòng)范圍內(nèi)，如圖5所示。該圖還表明了Comp1 恰好會(huì)在Ved和Vref相等時(shí)作出響應(yīng)，輸出高電位，這時(shí)采樣保持電路開(kāi)始將此時(shí)對(duì)應(yīng)的Vrd保持在Csh中。采樣電壓Vcsh一方面經(jīng)過(guò)二極管D2 幅值減少正向偏置的電壓數(shù)值后作為Comp1 新的參考電壓；另一方面，當(dāng)Comp1 輸出高電位時(shí)Vcsh會(huì)通過(guò)N 型MOSFET 的漏極被饋入Comp2 的反相輸入端。

圖4 Vdiff、Ved 仿真波形

圖5 Comp1 響應(yīng)波形（Ved、Vrect、Vref、Vsh）

上面提到，Comp1 作出響應(yīng)后，Vsh開(kāi)始輸出高電位時(shí)對(duì)應(yīng)的Vrd值會(huì)被采樣電容捕獲作為Vcsh被饋入Comp2 反相輸入端，同時(shí)Vrd被饋入其同相輸入端但會(huì)繼續(xù)上升。一旦Vrd高于Vcsh的值，就改變了Comp2輸出低電位時(shí)反相輸入電壓高于正相輸入電壓的狀態(tài)，于是比較器輸出高電位以啟動(dòng)DC-DC 降壓變換器，Vin的輸入狀態(tài)由給電路供電變?yōu)閷⒛芰績(jī)?chǔ)存在儲(chǔ)能電容中，接著Vrect下降至VOC/2 以下，Vrd同步下降，直到再次小于Vcsh，然后Comp2 輸出低電位控制DC-DC 降壓變換器關(guān)斷，儲(chǔ)能電容停止充電，Vrect再次上升，于是Ved會(huì)再次高于Vrect，Comp1 接著輸出低電位，P 型MOSFET 關(guān)斷，直至下一次Vrect上升到VOC/2以觸發(fā)Comp1 的再一次響應(yīng)，至此新的循環(huán)開(kāi)始。當(dāng)然，Comp1 的第二次觸發(fā)時(shí)刻依然不是實(shí)際MPP 發(fā)生的時(shí)刻，而是與之有可以接受的偏移（前面有提到最大偏移大約是15%）的Ved=Vref即Ved=Vcsh－VD2時(shí)，VD2為二極管D2 正向偏置電壓（大約0.3 V）的時(shí)刻，如圖6所示。

圖6 Comp2 響應(yīng)波形（Vrd、Vsh、Vrect、Vcomp）

從圖6 中可以看到，Comp2 響應(yīng)波形符合理論預(yù)期，每次其輸出高電位都伴隨著Vrd開(kāi)始高于Vsh以及Vrect的下降，導(dǎo)致的直接結(jié)果就是Vrect始終在VOC/2 附近上下波動(dòng)。并且其波動(dòng)波形類似鋸齒波，這意味著Vrect的有效值基本處于VOC/2 附近，說(shuō)明電路的MPP追蹤功能能如預(yù)期般實(shí)現(xiàn)。

3 結(jié)論

主要對(duì)模擬電路進(jìn)行了仿真，對(duì)電路板進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)測(cè)試，并根據(jù)仿真和測(cè)試結(jié)果對(duì)電路的工作情況進(jìn)行了討論。在經(jīng)過(guò)多次模擬電路的仿真后對(duì)元件參數(shù)進(jìn)行了調(diào)整，根據(jù)調(diào)整后的參數(shù)對(duì)PCB 板的原理圖做了相應(yīng)的修改。電路板與模擬電路使用的比較器和降壓轉(zhuǎn)換器雖然有所不同，對(duì)測(cè)試結(jié)果影響較大，但電路各部分都實(shí)現(xiàn)了預(yù)期中應(yīng)有的功能。因此說(shuō)明本文設(shè)計(jì)的MPPT 電路無(wú)論理論上還是實(shí)驗(yàn)中都能實(shí)現(xiàn)對(duì)特定電源的自適應(yīng)開(kāi)路半壓追蹤。