L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器輕載優(yōu)化控制策略研究

魯 靜 同向前 尹 軍 申 明

L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器輕載優(yōu)化控制策略研究

魯 靜 同向前 尹 軍 申 明

（西安理工大學(xué)電氣工程學(xué)院 西安 710048）

新型L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器具有隔離、高效等特點(diǎn)，采用輕載下的間歇工作模式是當(dāng)前提升變換器輕載效率的一種有效手段。該文提出一種在定間歇開通時(shí)間內(nèi)，通過(guò)優(yōu)化該時(shí)段內(nèi)的脈沖寬度來(lái)提高輕載效率的三脈沖間歇控制策略。基于時(shí)域分析，精確預(yù)測(cè)出間歇開通階段第一個(gè)脈沖寬度，使變換器在最短時(shí)間內(nèi)達(dá)到穩(wěn)態(tài)最高效率點(diǎn)，其后兩個(gè)脈沖均工作在諧振頻率點(diǎn)上，并通過(guò)改變間歇閉鎖時(shí)間以適應(yīng)間歇階段負(fù)載的變化。該間歇控制策略無(wú)需測(cè)量諧振電容電壓，簡(jiǎn)化了電路，在提高變換器輕載效率的同時(shí)可使輸出電壓紋波最小。搭建了一臺(tái)760V/380V/6kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提三脈沖間歇控制策略的正確性和有效性。

諧振變換器 輕載效率 間歇模式 優(yōu)化控制

0 引言

諧振型DC-DC以其高效率、高功率密度、寬泛的增益及良好的電磁兼容特性[1-9]而得到了廣泛的應(yīng)用，其中，L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器（L-LLCresonant Bidirectional DC-DC Converter, L-LLC-BDC）以其正向和反向運(yùn)行時(shí)拓?fù)渫耆恢拢揖蓪?shí)現(xiàn)升壓和降壓等優(yōu)點(diǎn)成為近年來(lái)的研究熱點(diǎn)。

L-LLC-BDC的運(yùn)行效率是衡量該變換器性能優(yōu)劣的指標(biāo)之一，借鑒LLC現(xiàn)有的效率提升技術(shù)[10-15]，如優(yōu)化設(shè)計(jì)諧振參數(shù)、不同模態(tài)切換控制等多種方法可以提高變換器的效率。輕載效率也是提高變換器效率的有效途徑，當(dāng)變換器負(fù)載逐漸降低，開關(guān)管工作頻率升高，不依賴負(fù)載變化的驅(qū)動(dòng)損耗的比例就會(huì)上升，導(dǎo)致變換器總體效率下降。隨著變換器負(fù)載的進(jìn)一步降低，效率運(yùn)行狀況會(huì)進(jìn)一步惡化，已不能滿足日益苛刻的效率需求，空載運(yùn)行時(shí)效率狀況會(huì)進(jìn)一步惡化，同時(shí)，變換器的輸出電壓也會(huì)升高。

滯環(huán)間歇模式是目前應(yīng)用比較廣泛的一種輕載間歇控制策略如圖1 所示。burst為間歇模式驅(qū)動(dòng)時(shí)間，off為間歇閉鎖時(shí)間，此時(shí)變換器一次側(cè)所有開關(guān)管關(guān)斷，on為間歇開通時(shí)間，此時(shí)一次側(cè)開關(guān)管為正常工作模式。檢測(cè)輸出電壓o，在間歇閉鎖階段，當(dāng)輸出電壓降低并觸碰到電壓最小值min時(shí)，進(jìn)入間歇開通時(shí)間，當(dāng)輸出電壓升高并觸碰到電壓最大值max時(shí)，再進(jìn)入間歇閉鎖時(shí)間，如此循環(huán)往復(fù)工作。該輕載間歇模式不僅提高了輕載運(yùn)行時(shí)的效率，同時(shí)也解決了輸出電壓升高的問題。但是間歇工作模式也具有一定的局限性，該策略對(duì)環(huán)寬的設(shè)計(jì)要求特別嚴(yán)格，環(huán)寬較大會(huì)導(dǎo)致輸出電壓的紋波較大，并且間歇工作模態(tài)在運(yùn)行時(shí)段也可能會(huì)失去軟開關(guān)特性，從而影響變換器效率的提升。

圖1 間歇模式示意圖

文獻(xiàn)[16]在諧振腔多加了一個(gè)電容來(lái)提高變換器的輕載調(diào)節(jié)能力，無(wú)疑增加了變換器的成本。文獻(xiàn)[17-19]采用變頻加移相的控制策略來(lái)提高變換器的輕載調(diào)節(jié)能力，但輕載效率依然較低。文獻(xiàn)[20-21]提出了在最高效率點(diǎn)實(shí)現(xiàn)間歇模式，間歇占空比burst的表達(dá)式為

式中，Load為輕載電流；opt為效率最高點(diǎn)時(shí)的負(fù)載電流，可以通過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)試得到。只要間歇占空比滿足式（1），當(dāng)變換器處于間歇開通模式時(shí)，就相當(dāng)于變換器工作在opt最高效率點(diǎn)上。對(duì)于變換器來(lái)講，如果輸出功率增加，導(dǎo)通損耗所占的比例就會(huì)上升，如果輸出功率減小，驅(qū)動(dòng)損耗所占的比例就會(huì)升高，最高效率點(diǎn)一般都會(huì)出現(xiàn)在半載附近，也就是opt的值在半載附近。由于諧振網(wǎng)絡(luò)快速的暫態(tài)特性，變換器從間歇閉鎖階段到間歇開通階段會(huì)產(chǎn)生較大的振蕩。對(duì)于恒定的間歇閉鎖時(shí)間，隨著負(fù)載的增加，間歇開通時(shí)間on會(huì)增加，這會(huì)導(dǎo)致大的輸出電壓紋波。因此，必須有一個(gè)額外的低通濾波器加在輸出端。文獻(xiàn)[22]采用定on的最優(yōu)軌跡間歇控制策略，減小了輸出電壓波動(dòng)，同時(shí)有效地提高了變換器的工作效率，但其實(shí)現(xiàn)過(guò)程相對(duì)復(fù)雜。

本文針對(duì)L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器，提出了一種在定間歇開通時(shí)間內(nèi)，通過(guò)優(yōu)化該時(shí)段內(nèi)的脈沖寬度來(lái)進(jìn)一步提高輕載效率的控制策略。基于變換器各模態(tài)方程及其邊界條件，精確地計(jì)算出間歇開通階段第一個(gè)脈沖寬度，同時(shí)使變換器工作于效率最高點(diǎn)上。該間歇控制策略無(wú)需測(cè)量諧振電容電壓，簡(jiǎn)化了電路，定間歇開通時(shí)間內(nèi)最少的開關(guān)周期也使得變換器的輸出電壓紋波最小。

1 L-LLC-BDC電路拓?fù)渑c工作原理

圖2 L-LLC-BDC的電路拓?fù)?/p>

為了尋求最高的效率，變換器一般工作在諧振頻率點(diǎn)上或工作于稍微小于諧振頻率，因此輕載間歇模式為P和O模態(tài)的組合。由于L-LLC-BDC前半周期和后半周期的工作原理相同，因此下文只分析前半周期的兩種工作狀態(tài)，不考慮死區(qū)時(shí)間，該變換器的工作模態(tài)分析如下：

1）模態(tài)P：AB兩端電壓為in，開關(guān)管S1和S4導(dǎo)通，一次側(cè)電流p通過(guò)VDS1、VDS4續(xù)流，開關(guān)管的輸出電容S1和S4放電至電壓為零，開關(guān)管S1和S4實(shí)現(xiàn)了ZVS。A-B 兩點(diǎn)的電壓為in，ir、im1和im2開始增加，ir增加較快，二次側(cè)開關(guān)管S5和S8的體二極管VDS5VDS8導(dǎo)通，將C-D兩點(diǎn)電壓鉗位于輸出電壓o，im1和im2線性增加。ir流經(jīng)開關(guān)管S1和S4向負(fù)載傳遞能量。

2）模態(tài)O：AB兩端電壓為in，諧振電流ir與勵(lì)磁電流im1相等，二次電流s為零。開關(guān)管S5和S8的體二極管VDS5VDS8因電流為零而自然關(guān)斷，不存在反向恢復(fù)損耗，實(shí)現(xiàn)了二次側(cè)開關(guān)管的零電流關(guān)斷（Zero Current Switching, ZCS）。輸出電壓不再對(duì)C-D兩點(diǎn)鉗位，開關(guān)管S5和S8的輸出電容S5和S8參與諧振。此階段實(shí)際上是續(xù)流階段。變換器工作模態(tài)的等效電路如圖3所示。

圖3 L-LLC-BDC不同模態(tài)的等效電路

2 L-LLC-BDC的時(shí)域方程

上述兩種模態(tài)等效電路的時(shí)域方程如下。

1）P模態(tài)，s(開關(guān)頻率)=r（諧振頻率）

歸一化基準(zhǔn)電壓為N=o, 歸一化電流為N=o/r。

2）O模態(tài)，s＜r

半周期對(duì)稱型條件為

各模態(tài)相角滿足方程為

根據(jù)功率平衡條件為

給定s=r=100kHz，采集輸出功率o和輸出電壓o，根據(jù)邊界條件，即可以算出變換器在各個(gè)階段的物理量。

對(duì)于L-LLC諧振型DC-DC變換器，負(fù)載的變化對(duì)直流增益的影響不是很大。要用反饋電壓作為進(jìn)入輕載模式的判斷量，輸出電壓要有很大的變化，因此考慮檢測(cè)電流來(lái)控制是否進(jìn)入輕載模式。以滿載的25%作為進(jìn)入輕載模式的判斷標(biāo)準(zhǔn)。

3 L-LLC-BDC間歇模式的控制策略

保證最小輸出電壓紋波最有效的辦法是在間歇模式內(nèi)減小間歇開通時(shí)間。間歇開通時(shí)間越短，電壓紋波Δo就越小，如圖4所示。本文采用如圖5所示的最小開通時(shí)間的三脈沖間歇開通模式，通過(guò)調(diào)整第一個(gè)窄脈沖的脈沖寬度使得變換器工作于最高效率點(diǎn)（電流為opt），而后的兩個(gè)脈沖工作于諧振頻率點(diǎn)，該方法實(shí)現(xiàn)了間歇模式內(nèi)的效率最高。

圖4 間歇開通時(shí)間減小的輸出電壓對(duì)比

圖5 間歇模式的脈沖原理圖

采集負(fù)載電流作為判斷變換器是否進(jìn)入間歇模式的標(biāo)準(zhǔn)。一旦負(fù)載電流小于額定電流的25%，變換器即進(jìn)入間歇模式，此時(shí)一次側(cè)的開關(guān)管閉鎖，當(dāng)負(fù)載電壓下降到控制電壓閾值ref時(shí)，觸發(fā)burst-on三脈沖驅(qū)動(dòng)，控制框圖如圖6所示。

圖6 L-LLC-BDC間歇模式的控制框圖

在第一個(gè)窄脈沖內(nèi)，二次側(cè)整流管尚未導(dǎo)通，因此，第一個(gè)窄脈沖工作于O模態(tài)，其寬度的計(jì)算公式為

其中

式中，ur(topt)為變換器在最高效率點(diǎn)的諧振電容電壓值；ur(tref)為負(fù)載電壓下降到控制電壓閾值下限時(shí)的電容電壓值。最高效率點(diǎn)上開關(guān)頻率為諧振頻率r，最高效率點(diǎn)約在半載附近，對(duì)諧振狀態(tài)下變換器的效率進(jìn)行測(cè)量也可得到最高效率點(diǎn)的精確值。根據(jù)最高效率點(diǎn)上的輸出功率、輸出電壓和開關(guān)頻率以及變換器的邊界條件，可得到此時(shí)的諧振電容電壓值ur(topt)。當(dāng)諧振電流為零時(shí)，根據(jù)變換器O模態(tài)的數(shù)學(xué)表達(dá)式，可得到ref時(shí)刻的諧振電容電壓表達(dá)式為ur(ref)=o/，給定控制參考量ref，即可根據(jù)ref來(lái)確定直流增益，進(jìn)而求出ur(ref)，由式（7）可得到第一個(gè)脈沖寬度。緊接著兩個(gè)脈沖的寬度為諧振點(diǎn)上的開關(guān)周期。至此實(shí)現(xiàn)了輕載狀況下的三脈沖間歇模式。

在輕載狀態(tài)下，當(dāng)負(fù)載增加時(shí)，只需要減小間歇閉鎖時(shí)間，如圖7所示。反之，當(dāng)負(fù)載減小時(shí)，只需要增加間歇閉鎖時(shí)間。不管負(fù)載減小還是增加，間歇開通時(shí)間的三脈沖始終保持不變。該策略既保證了輸出電壓紋波最小，也保證了變換器始終工作在穩(wěn)態(tài)最高效率點(diǎn)上。

圖7 當(dāng)負(fù)載增加時(shí)的恒定間歇開通時(shí)間原理圖

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法，設(shè)計(jì)了L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器的實(shí)驗(yàn)裝置如圖8所示。

圖8 實(shí)驗(yàn)裝置實(shí)物圖

該裝置額定輸入電壓為760V，輸出電壓為380V，諧振頻率為100kHz。L-LLC-BDC變換器的模型參數(shù)見表1。

表1 變換器模型參數(shù)

Tab.1 System experiment parameters

經(jīng)過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)試，變換器滿載為15.8A，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行效率最高點(diǎn)時(shí)電流為8A，因此，當(dāng)負(fù)載為2A時(shí)，間歇模式的占空比burst的計(jì)算式為

根據(jù)文中第一個(gè)脈沖優(yōu)化計(jì)算方法，Vref設(shè)定為377V，可以得到第一個(gè)脈沖的寬度約為2.2μs。Vref設(shè)定為377V。圖9和圖10分別為變換器負(fù)載電流為2A和3A輸出功率為760W及1 140W時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形時(shí)的間歇模式控制波形。從圖中可以看出，輸出電壓紋波基本被限制在3V以內(nèi)。隨著輕載運(yùn)行過(guò)程中負(fù)載的增加，即輸出功率的增加，諧振電流和電壓紋波在不同功率下的波形基本保持不變，間歇模式中的間歇關(guān)斷時(shí)間逐漸減小。圖11～圖14分別為變換器正常運(yùn)行模式與間歇模式之間切換的波形。圖11為輸出電流由7A切換到3A時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，圖12為圖11的細(xì)節(jié)波形，圖13為輸出電流由3A切換到7A時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，圖14為圖13細(xì)節(jié)波形。從兩組圖中可以看到，正常運(yùn)行模態(tài)與間歇模態(tài)切換過(guò)程中并沒有產(chǎn)生較大的振蕩。

圖10 電流為3A時(shí)的間歇模式波形

圖11 正常模式切換至間歇模式的實(shí)驗(yàn)波形

圖12 正常模式切換至間歇模式的細(xì)節(jié)波形

圖13 間歇模式切換至正常模式的實(shí)驗(yàn)波形

圖14 間歇模式切換至正常模式的細(xì)節(jié)波形

圖15為變換器工作于正向和反向運(yùn)行狀態(tài)時(shí)的實(shí)驗(yàn)效率對(duì)比圖。由圖15可知，隨著功率的升高，變換器的工作效率逐步增加，最高效率點(diǎn)出現(xiàn)在半載附近，隨著功率的減小效率下降的速度較快。變換器正向運(yùn)行時(shí)，在輕載范圍內(nèi)不等寬三脈沖間歇模式工作效率最高，當(dāng)輸出功率為0.8kW時(shí)，間歇模式的工作效率為92%，三脈沖間歇模式的工作效率為93.2%，與間歇模式相比，效率提高了1.2%。變換器反向運(yùn)行時(shí)，在輕載范圍內(nèi)三脈沖間歇模式工作效率依然最高，當(dāng)輸出功率為0.8kW時(shí)，間歇模式的工作效率為92.5%，三脈沖間歇模式的工作效率為94.4%，與間歇模式相比，效率提高了1.9%。因此本文所提定間歇開通時(shí)間等寬三脈沖間歇模式控制策略使變換器正反向工作時(shí)的輕載工作效率都得到了明顯的提升。

圖15 三脈沖間歇模式的效率提升

5 結(jié)論

為了提高變換器輕載效率并減小輕載時(shí)的輸出電壓紋波，在L-LLC-BDC中引入三脈沖間歇模式，通過(guò)優(yōu)化計(jì)算第一個(gè)脈沖寬度，使得后兩個(gè)脈沖工作于變換器的諧振頻率，提高了變換器的輕載效率，降低了輸出電壓紋波，同時(shí)省掉了諧振電容電壓測(cè)量，利用自建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證了優(yōu)化的輕載間歇控制策略的有效性和優(yōu)越性。

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The Optimal Control Strategy for L-LLC Bi-Directional Resonant DC-DC Converter under Light Load

Lu Jing Tong Xiangqian Yin Jun Shen Ming

（College of Electrical Engineering Xi’an University of Technology Xi’an 710048 China）

A novel L-LLC resonant bidirectional DC-DC converter (L-LLC-BDC) has characteristics of isolation and high efficiency. The burst mode under light load is an effective way to increase the light load efficiency. In this paper, a three pulses burst mode control strategy is proposed to improve the light load efficiency by optimizing the pulse width in a fixed burst on time. Based on the precise time domain analysis, the first pulse width in the burst on time stage is accurately predicted to make the converter reach the steady-state maximum efficiency point in the shortest time. Then, the next two pulses work at the resonant frequency point. The burst off time is changed to adopt to the load change in the burst mode. This three pulses burst mode control strategy does not need to measure the resonant capacitor voltage, simplifies the circuit, improves the efficiency of light load and minimizes the output voltage ripple. A 760V/380V/6kW experimental prototype is built, the experimental results verify the correctness and effectiveness of the proposed three pulses burst mode control strategy.

Resonant converters, efficiency under light load, burst mode, optimal control

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211026

TM721

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51677151）。

2021-07-17

2021-09-09

魯 靜 女，1980年生，博士研究生，研究方向?yàn)镈C-DC變換器及其控制。E-mail: 404601359@qq.com

同向前 男，1962年生，教授，博士生導(dǎo)師。研究方向?yàn)殡娏﹄娮釉陔娏ο到y(tǒng)中的應(yīng)用。E-mail: lstong@mail.xaut.edu.cn（通信作者）

（編輯 郭麗軍）