基于DSP的閥門開度控制系統設計

任璟燚， 張莉萍， 申景雙， 陳宇晨

(1.上海工程技術大學 電子電氣工程學院，上海 201600； 2.上海海維工業控制有限公司，上海 201499)

0 引 言

電機是閥門開度控制系統中的核心硬件，本文系統采用無刷直流電機(DC)作為驅動。無刷直流電機能量轉換率相對交流異步電機更高，同時還具有小體積、低噪音等諸多優點，十分適合用于驅動閥門[1]。當今的工業控制中，比例—積分—微分(PID)控制策略依舊被廣泛應用。模糊控制的非線性、變結構、自尋優等特點，可以大大簡化系統設計的復雜度。TMS320F28335相對于STM32和TMS320F2812有著更強的浮點運算能力，使模糊參數的計算速度得到保證。本文根據無刷直流電機的特性與工作原理，結合脈寬調制(pulse width modulation，PWM)調速等相關技術，設計了一種基于TMS320F28335的閥門開度控制系統，并通過實驗驗證系統的科學性與可行性。

1 無刷直流電機工作原理

無刷直流電機一般由轉子、定子、霍爾位置傳感器等構成，目前的無刷直流電機使用最為廣泛的是三相電機，除此之外還有一相、二相以及多相[2]。本文采用的是三相無刷直流電機，電機轉子為永磁體，通過對電機定子的A，B，C三相繞組施加直流電產生磁場，并且與定子磁場相互作用所產生的轉矩驅動電機轉子轉動，同時通過霍爾傳感器獲得電機轉子的位置信號，通過按照一定順序對邏輯開關進行導通，實現電機轉子的自動換相。驅動電路采用三相全橋驅動電路的連接驅動方式[3]。

為了便于分析，假定：1)定子繞組完全對稱，星型連接，空間差為120°電角度。2)氣隙磁場分布為梯形波。3)電磁通路尚未飽和，不計剩磁、磁滯和渦流損耗。4)三相繞組電阻、電感完全相同。5)轉子上沒有阻尼繞組，永磁體無阻尼作用。通過以上假定，進行分析可得到其數學模型，模型如文獻[2]中所述。

2 系統設計方案

2.1 總體設計

硬件電路包括數字信號處理器(digital signal processor，DSP)控制電路、電機驅動電路、隔離電路、轉速檢測電路，電流檢測電路、閥門開度檢測電路等。本系統結構結構圖如圖1所示。

圖1 系統結構

通過DSP產生的6路PWM信號控制6個MOSFET的通斷情況，實現對電機的換相驅動。通過采樣電阻對電流信號進行檢測，反饋給DSP控制器，實現對電流保護，保證電機平穩運行。轉子位置由霍爾位置傳感器檢測到的脈沖反饋信號經DSP判斷后獲得，以控制PWM信號的輸出，保證換相的及時準確。由于對電機轉速的控制直接影響對閥門的控制，DSP還可通過計算轉速并運用模糊PID算法實現對轉速的控制，進而改變閥門開度的調節時間[3，4]。對閥門開度進行檢測是本系統的設計目的之一，通過電位器產生的信號可以方便快捷地獲得閥門的開度，并且將其反饋到DSP，最終達到設定值[5]。

2.2 驅動電路設計

電機驅動電路采用了IR2101S作為驅動芯片，芯片偏置電壓最高可以達到600 V。采用MOSFET作為逆變電路的功率開關。電機的A相驅動電路如圖2所示，其余兩相的驅動電路與A相一致。C7作為自舉電容，以保證Q1的可靠導通。

圖2 電機A相驅動電路

2.3 開度檢測電路設計

對于閥門開度的檢測通常有無開度傳感器法與開度傳感器法兩種[6]。

無開度傳感器法可以通過軟件算法計算得到[7]。由于無刷直流電機每旋轉60°電平便會發生一次變換，通過霍爾元件捕捉這一變換的次數即可計算到無刷直流電機的旋轉圈數。假設無數直流電機與閥門控制蝸桿的傳動比為n1，在閥門0%～100%整個行程中，控制蝸桿需要轉動n2圈，則表明當電機旋轉n1轉時，控制蝸桿便轉動一周;當電機旋轉n1n2轉時，閥門即達到全關狀態。從以上分析中，可以得出電機每旋轉1圈整個閥門的開度變化為1/n1n2，對閥門的控制精度可以通過傳動比n1與蝸桿從全關到全開的圈數n2進行控制。如需要對控制精度達到1%，可以選擇n1=50︰1,n2=2的方案。

本文系統設計時采用了采用高精度電位器作為開度傳感器，用于檢測閥門開度[8]。具體原理為將閥門開度的變化轉為電位器上阻值的變化進而導致電流值的變化，并將信號送入DSP的模數轉換器(ADC)，同時為了保證DSP的運行可靠性，還須將信號按照一定比例縮放。其檢測電路如圖3所示。

圖3 開度檢測電路

3 模糊控制器設計

3.1 控制方案

本文使用誤差E和誤差變化率Ec作為模糊控制器的輸入變量，輸出則為PID控制器的三個參數的變化量，分別是ΔKP,ΔKI,ΔKD。模糊PID控制器的結構原理如圖4所示。

圖4 模糊PID控制器結構原理

在PID控制中，KP的增大可能會導致閉環系統的不穩定；KI可以幫助消除靜態誤差，但KI增大的同時，會使得系統超調也變大，最后也可能導致系統的不穩定；KD增大，能使系統響應速度加快，縮短調節時間，但無限增大同樣可能使系統變得不穩定[9]。

KP,KI,KD三個參數的整定原則如下：

1)由于增大KP的值，會獲得更快的響應速度，但也會導致出現更大的超調。因此調節初期可取較大的KP值；調節中期為了系統穩定，將KP值調低；調節后期可以將KP值調大，以提高控制精度。

2)積分環節在有效消除誤差時也會影響超調。整定原則為調節初期減少積分作用；調節中期適當增大積分作用；調節后期為降低系統靜差再加強積分作用。

3)微分環節可以改善系統的動態特性。整定原則為調節初期加大微分作用；調節中期使積分作用保持在適當范圍內；調節后期，因為將KP值調低，此時微分環節恰好可以抵消因為KP值下降導致的系統響應時間延長[9]。

3.2 隸屬度函數的確定與模糊規則表的建立

本文將模糊控制器的輸入變量設定為[-3,3]區間內的連續變化量模糊論域為{-3，-2，-1，0，1，2，3}，而對3個輸出變量ΔKP,ΔKI,ΔKD的量化論域值分別設為[-0.3,0.3]，[-0.06,0.06]，[-3,3]。在模糊論域內定義7個模糊集{FD，FZ，FX，O，ZX，ZD，ZZ}，這7個模糊集的相應描述對應如下：以兩個輸入變量為例，FD為負大，取值為-3附近；FZ為負中，取值為-2附近；FS為負小，取值為-1附近；O為零，取值為0附近；ZX為正小，取值為+1附近；ZZ為正中，取值為+2附近；ZD為正大，取值為+3附近。

該描述對于輸出變量ΔKP，ΔKI，ΔKD也適用，只是取值須作相應調整[10]。根據模糊原則，可得到表1。

表1 模糊規則

為了在調節前期能夠使系統獲得更快的響應速度，模糊控制器2的三個輸出變量的隸屬度函數均采用Z型、三角型、S型三種隸屬度函數組合而成的復合隸屬度函數設計，如圖5所示。

圖5 模糊控制器輸出量的隸屬度函數

4 系統軟件設計

采用TMS320F28335作為主控芯片，軟件設計部分在CCS中完用C語言編寫。系統軟件設計主要分為主程序設計與中斷程序設計兩部分。主程序流程和中斷程序流程分別如圖6和圖7所示。

圖6 主程序設計

圖7 中斷程序設計

5 仿真與實驗結果分析

通過Multisim搭建相應的仿真電路，并進行仿真分析，仿真輸入信號為相位差120°的PWM信號，經IR2101S芯片后HO與LO的輸出波形如圖8所示。

圖8 HO與LO的輸出波形

HO輸出信號參考點為H橋上橋臂MOSFET的源極，即IR2101S的VS端。可見信號經驅動芯片后波形穩定，且MOSFET柵源極電壓均能達到15 V左右，具有可靠的導通效果。

通過上述的硬件系統分析，制作相應控制板，并通過仿真器連接DSP，將算法程序燒寫到DSP中，搭建測試平臺，對系統進行驗證，并與文獻[11]中采用MATLAB仿真的實驗結果作對比，對比結果如表2所示。

表2 實驗結果對比

從表2可知，本文所提出的模糊PID控制策略由于對模糊規則進行了改進，對隸屬度函數和論域劃分進行了優化，對比文獻[11]中所述規則設置的模糊PID控制，超調量也得到了顯著改善。閥門開度設定值與實際值的對照表如表3所示。

表3 閥門開度設定值與實際值 %

從表3中數據可知，誤差基本控制在0.3 %以內，排除檢測手段精度上的誤差，誤差控制穩定，表明本閥門控制系統控制效果良好。其中將閥門開度從0 %控制到50 %與100 %(即全關)時的轉速變化情況如圖9所示。

圖9 閥門轉速行程

為了更精確地控制閥門的開度，采取雙速控制，在整個控制過程的后20 %使電機先保持1 500 r/min的轉速，而后逐步降低轉速。

6 結 論

本文系統整體完成了預定設計目標，在轉速響應方面，對比文獻[11]上升時間減少8 %，調節時間減少5.8 %，超調量降低46 %。在閥門控制方面，本設計對于直行程的矩形閥門有很好的控制效果，約在2.6 s完成到50 %的開度控制，而從全開到全關則耗時約4.2 s。