一種頻率可重構的多模式微帶準八木天線

黃楷程，卞立安，劉雨，王垚錕，洪穎杰

長沙理工大學 物理與電子科學學院，湖南 長沙 410114

0 引 言

隨著艦船通信系統集成度的日益增加，無線設備需在有限的物理空間中適應更加復雜多變的環境[1]。在頻譜資源愈加緊張、環境干擾愈加嚴重的背景下，如何在單個天線上實現多頻復用已成為當前的研究熱點。微帶準八木天線作為一種典型的定向天線，具有重量輕、剖面低、散射截面積小等優點，已廣泛應用于衛星通信、環境保護、武器引信等領域。為了實現微帶準八木天線的頻率可重構，一般在天線表面加載PIN 二極管以改變其表面電流路徑，從而達到天線在2 個或多個任意間隔離散頻段工作的目的[2-6]。

針對基于加載PIN 二極管的可重構微帶類天線，靳貴平等[7]提出了一種共面波導差分饋電頻率可重構天線，通過控制PIN 二極管的通斷，即可使該天線實現在無線局域網（wireless local area network，WLAN）和全球微波互聯接入（world-wide interoperability for microwave access， WiMAX） 這2 個波段的頻率可調。Tawk 等[8]提出了一種應用于認知無線電的印刷單極子結構頻率可重構天線，該天線通過加載2 個PIN 二極管來連接多次彎折的輻射部件并加入了寄生單元，從而實現其在移動無線通信所需的頻段內工作。Valizade 等[9]提出了一種具有可切換帶隙和多諧振性能的印刷可重構方形槽天線，通過刻蝕2 個“L”型槽、1 個“П”型槽并控制凹槽中PIN 二極管的通斷，即可使凹槽合成一個“工”字型槽，雖然可以間接地改變天線結構，但其可重構狀態較少。Jin 等[10]提出了一種基于偶極子的差分頻率可重構天線，可應用于5G 和WLAN 波段；通過控制4 個PIN 二極管的通斷，即可使天線在2 種狀態下諧振，且其諧振帶寬較寬，結構緊湊。Shaw 等[11]提出了一種可作為區域導航衛星接收機系統的天線，其結構包含了2 個矩形貼片，并在貼片之間加載了3 個PIN二極管，從而實現了較穩定的雙頻段頻率可重構，但其頻率連續特性欠佳。由此可見，目前通過加載PIN 二極管的可重構天線普遍存在頻率調節不連續、重構狀態較少等問題。

為此，本文擬設計一種頻率可重構的有源微帶準八木天線：通過控制4 個PIN 二極管的通斷，從而實現C 波段（5.77～7.10 GHz，7.40 ～7.56 GHz）和X 波段（8.33～8.64 GHz，8.76～9.27 GHz）頻率的連續可重構；通過附著雪花式諧振環（split-ring resonator，SRR） ，從而使天線獲得2 個較好的諧振點，且保證天線輻射方向穩定；通過引入蝶形偶極子和寄生單元，從而擴展天線的帶寬。

1 天線結構模型

天線模型如圖1 所示，天線參數值如表1 所示。整體結構分為上下兩層，使用50 Ω同軸線進行饋電。上層介質板的正面結構中心為“卍”字型金屬貼片，4 個PIN 二極管（Switch 1，Switch 2，Switch 3，Switch 4）正交分布于中心點，2 條平行的帶線引向器分別印刷于4 個方向的邊沿處。上層介質板的背面為具有金屬貼片的反向“卍”字型結構，且附著了雪花式SRR；下層介質板的正面為接地板。2 層介質板均使用了相對介電常數為2.65 的聚四氟乙烯 （損耗正切為0.02），尺寸均為92.00 mm×92.00 mm×0.80 mm。由于天線結構呈C4 對稱，所以該天線對電磁波極化不敏感。

圖1 可重構天線的幾何結構Fig. 1 The geometry structure of reconfigurable antenna

表1 天線參數Table 1 Antenna parameters

天線的頻率可重構功能一般通過改變天線的表面電流分布來實現，所以通過控制天線表面加載PIN 二極管的通斷，即可改變天線表面電流的路徑長度，從而實現頻率可調。該天線的4 個PIN 二極管與對應偏置電路均采用杜邦線連接，為了便于焊接，本文按照所加載PIN 二極管的規格在連接處進行了開縫處理。圖1 中：L1為平行帶線1 的長度；L2為平行帶線2 的長度；L3為反射振子的長度 ；C1=4.00 mm，為中心處矩形貼片的周長；Lt為1/4 波長阻抗變換器的長度；LS為介質板的邊長；Lg為蝶形偶極子的長度；Lz1為背面反射振子長度；Lw為方形接地面的邊長；W1為蝶形偶極子的寬度；W2為雪花式諧振環單元與介質板背面蝶形振子的距離；H為上下2 層介質板的距離。

輻射貼片、插槽和PIN 二極管均可由RLC 集總元件進行建模，如圖2 所示：輻射貼片作為電路元件，可以表示為Lpatch，Cpatch，Rpatch；插槽則表示為Lsolt，Csolt，Rsolt。根據模態擴展腔的模型，即可計算該模型中輻射片和縫隙的R，L，C的數值。

圖2 PIN 二極管的等效參數Fig. 2 Equivalent parameters of PIN diode

輻射貼片和縫隙之間的耦合電容Cgap為[11]

式中，Codd和Ceven分別為等效電路模型中輻射貼片和縫隙之間奇偶模的電容量。

對于二極管而言，當其導通時可以等效為7.8 Ω電阻和30 pH 電感的串聯，當其截止時則等效為28 fF 電容和30 pH 電感的串聯，因此，二極管的通/斷將直接改變輻射單元的有效電長度，從而實現天線的頻率可重構。

為了設計性能穩定的頻率可重構天線，本文在天線上層介質板背面加載了緊湊型雪花式SRR結構，如圖3 所示，其中XH1=0.60 mm，XH2=0.70 mm，XH3=0.42 mm，XH4=0.58 mm，XH5=1.06 mm，XH6=1.10 mm，XH7=0.42 mm，XH8=0.70 mm，XH9=0.60 mm。相較于傳統的雙環SRR 結構，本文作了內凹和外凸之后的取互補處理，加強了整個SRR 單元的緊湊性，從而顯著增加了單元內部的等效電容和等效電感。此外，彎折結構可以在不減小外環直徑的條件下實現開口諧振環的小型化。雙諧振頻率主要由外環長度決定，第1 個諧振頻率f1為[12]

圖3 基于傳統雙環形單元所演化的緊湊型雪花式SRR 單元Fig. 3 Compact snowflake SRR element based on traditional double ring element

式中：c為真空中的光速；εr為相對介電常數。在此基礎上，外環和內環部分將共同工作以產生第2 個諧振頻率[5]。

2 仿真結果與分析

天線的4 種工作狀態如表2 所示，其中“1”表示二極管導通，“0”表示二極管斷開。圖4 所示為諧振環加載前的天線回波損耗S11曲線，從圖中可以看出：天線的主要諧振頻率集中在6.40 GHz±400 MHz 附近；平均回波損耗為-20 dB，這表明天線在C 波段的阻抗匹配良好；在X 波段僅有模式3的諧振頻率在-15 dB 以下，其他狀態的諧振深度均無法滿足實際需求。圖5 所示為諧振環加載后的天線回波損耗S11曲線，從圖中可知：加載雪花式諧振環之后，天線出現了新的諧振點（8.15～9.20 GHz）且天線回波損耗S11均低于-23 dB，而C 波段處的天線回波損耗平均可達-25 dB。由此可見，雪花式諧振環有效降低了天線的回波損耗并實現了天線的多頻化。

表2 4 個PIN 二極管工作狀態的組合方式Table 2 Combination mode of working states of four pin diodes

圖4 諧振環加載前的天線回波損耗Fig. 4 Antenna return loss before resonant ring loading

圖5 諧振環加載后的天線回波損耗Fig. 5 Antenna return loss after resonant ring loading

為了對比諧振環加載前后的天線波束指向情況，本文分析了模式2 在6.85 GHz 和模式4 在8.66 GHz 的波束指向，如圖6 所示。從圖6（a）可以看出，對于未加載諧振環的天線，僅有±x軸方向上的2 個主波束，而±y軸方向上的2 個波束則不明顯且輻射能量較小；從圖6（c）可以看出，加載諧振環之后，天線波束更寬且輻射能量更大；從圖6（b）可以看出，加載諧振環之前的天線在未導通二極管的±y軸方向處出現了旁瓣波束；對比圖6（d）可以看出，諧振環加載之后，天線波束朝二極管導通方向端射，波束指向更加穩定并消除了多余的旁瓣。因此，加載雪花式諧振環之后，天線波束的輻射能量更強，方向性更好，有效改善了天線遠場方向的穩定性，并保持了良好的端射特性。

圖6 諧振環加載前后的波束指向對比Fig. 6 Comparison of beam direction before and after resonant ring loading

為了分析諧振環單元對天線諧振頻率的影響，取參數W2（圖1 中諧振環與蝶形振子之間的距離）進行掃描仿真分析，結果如圖7 所示。當W2由0.20 mm 增加至0.40 mm 時，天線在6.18 GHz附近產生了諧振且匹配良好；當W2繼續增加至0.60 mm 時，諧振頻率將逐漸偏離中心頻率點，并往低頻方向移動；當W2減小時，天線的諧振頻點則往高頻方向偏移，由此可見，W2值的變化將主要對低頻的回波損耗產生影響。鑒于天線的工作性能和諧振深度均需相對良好，故最終選擇W2=0.40 mm。

為了深入研究該天線頻率可重構功能的實現原理，本文進一步分析了天線4 種工作狀態下的表面電流分布情況，結果如圖8 所示。由圖8（a）可知，當二極管全部斷開時（模式1），大部分電流集中于矩形貼片四周邊緣，而縫隙中的電流非常小，這是由于高內阻的電容器阻礙了電流從矩形貼片流通至反射振子。如圖8（b）所示，當二極管全部導通時（模式2），因矩形縫隙耦合作用在縫隙靠地一側產生的耦合電流可以經由二極管開關，繼續沿著反射振子的邊緣流通至蝶形振子末端。此時，實際電流路徑約為0.5C1+Lt+L3+Lg，可近似等于0.43λ6.85GHz，其中λ6.85GHz為6.85 GHz 頻率的電磁波在自由空間的波長。當天線工作在模式3 時，如圖8（c）所示，導通狀態的二極管將充當矩形貼片和反射振子的連接臂，此時電容器的阻抗非常低，從而導致了矩形貼片和縫隙之間的電流強耦合；開關閉合狀態的二極管，則沒有電流通過。

圖8 天線在6.85 GHz 處的表面電流分布Fig. 8 Surface current distribution of antenna at 6.85 GHz

圖9 所示為天線在模式4 下高頻工作時的表面電流分布，假定在PIN 二極管0 狀態下矩形縫隙產生的耦合電流無法經由開關流通至蝶形振子末端，則天線表面電流可分為2 個部分：第1 部分主要集中在上層介質板背面的接地面和矩形縫隙邊緣，電流路徑長度約為0.5C1，近似等于0.53λ9.16GHz；第2 部分主要集中在天線上層介質板背面的接地面和反射振子中間，其電流路徑約為2Lt+L3+Lg，近似等于0.44λ8.66GHz。模式4 的工作頻帶為8.66～9.16 GHz，由圖9 可知，集中在天線上層介質板背面的接地面和矩形縫隙邊緣的耦合電流決定了天線工作頻帶的下邊頻，而分布在該接地面和反射振子中間及末端的電流路徑長度則決定了天線工作頻帶的上邊頻[7]。綜上所述，通過分析天線表面的電流分布，即可得出天線的工作頻帶參數。

圖9 天線在模式4 下的表面電流分布Fig. 9 Surface current distribution of antenna in mode 4

經仿真分析，該天線可以在C 波段（6～6.50 GHz，6.6～6.95 GHz）和X 波段（8.15～9.20 GHz）實現頻率可重構。

3 測試結果

為了驗證所設計天線的工作性能，本文對天線進行了加工與測試，天線的端口性能和方向圖測試均在微波暗室中完成，如圖10 所示，其中二極管型號為MACOM-000907-14020，通過控制模塊來實現其通斷。

圖10 天線實物和測試場景Fig. 10 Antenna object and test scenario

圖11 所示為可重構天線在4 種工作狀態下的S11仿真與測試對比結果，其中粉色區域表示仿真結果，綠色區域表示測試結果，黃色區域表示兩者重疊。由圖11 可知，天線在5.77～7.10 GHz，7.40～7.56 GHz，8.33～8.64 GHz，8.76～9.27 GHz 實現了區域頻率可重構。相較于仿真結果，測試時天線在低頻段的頻率調諧一致性較好，而在高頻段（X 波段）的一致性則較差，這主要是因為材料介電常數不均勻以及在加工、焊接和測試過程中引入了誤差所致。

圖11 天線S11 的仿真和測試結果對比Fig. 11 Comparison of simulation and test results of S11

圖12 所示為天線在低頻（6.25 GHz）和高頻（8.66 GHz）時各狀態下的仿真與測試結果方向圖，其中H 面即為天線的最大輻射方向與磁場方向所組成的平面。從圖12（a）、圖12（b）可以看出，當天線的4 個PIN 二極管全部導通或斷開時，天線方向圖幾乎全向；從圖12（c）可以看出，當天線導通2 個相鄰二極管時，主瓣波束將指向2 個二極管的夾角方向，且角度偏轉誤差不超過13°，波束寬度測量值約為102°；從圖12（d）可以看出，當天線的對角二極管導通時，將出現2 個對角主瓣。本文還測試了天線選擇性地導通單個二極管的情況，結果如圖12（e）～圖12（h）所示，天線主瓣分別指向125°，35°，305°，215°，且測得3 dB 波束寬度約為108°。綜上所述，對于在高頻狀態和低頻狀態下工作的天線，其方向圖的仿真與測試結果基本吻合。

圖12 天線在不同模式下方向圖的仿真和測試結果對比Fig. 12 Comparison of simulation and test results of antenna patterns in different modes

4 結 語

基于艦船在復雜環境下通信、導航的抗干擾要求及戰時隱身要求，本文設計了一種加載PIN二極管和雪花式SRR 結構的微帶準八木天線，通過控制4 個PIN 二極管的通斷，實現了天線工作帶寬范圍在C 波段（5.77～7.10 GHz，7.40～7.56 GHz）和X 波段（8.33～8.64 GHz，8.76～9.27 GHz）頻率的可重構；通過加載雪花形諧振環，有效改善了天線遠場方向圖的偏轉誤差和端射方位角，其中所有模式下的增益水平均大于5.7 dBi，且3 dB 波束寬度的平均值約為102°。然而，由于八木天線自身的局限性，其總體尺寸較大，后續可通過貼片開槽等方式來縮小天線體積，進一步實現結構的小型化。