電流型高頻逆變電路的研究

徐 微，李守智，李波波，楊文強，張艷肖

（1.西安交通大學城市學院電氣與信息工程系，陜西西安 710018；2.西安理工大學電氣工程學院，陜西西安 710048；3.西安增材制造國家研究院有限公司，陜西西安 710075）

高頻感應加熱電源在小型工件表面熱處理、超小型工件的加工和焊接、工業密封、硅單晶區熔提純等領域有著廣泛用途[1-4]。當前世界上以美國為代表的西方國家及日本等亞洲國家的感應加熱技術處于先進水平,我國的感應加熱技術起步較晚,相比于國外的發展，還存在一段很長的距離[5]。

高頻感應加熱電源的負載諧振頻率和開關頻率很高，使得電路中存在雜散電感和分布電容，增加了電路調試難度，同時開關損耗限制了頻率的進一步提高[6-8]。目前，實現高頻化的方式有提高功率器件的開關頻率、倍頻電路橋臂采用多管并聯分時工作、多橋并聯交錯分時工作等[9]。其中,電路橋臂采用多管并聯分時工作的方式可實現多倍頻的電路工作頻率,頗受人們的關注[10]。但該方式需要設置開關死區時間、防止橋路直通,從而限制了電路工作頻率的提高[11]。多橋并聯交錯分時工作，該電路不受開關管死區時間的制約,實現了多倍頻的電路工作頻率[12]，但是由于器件邏輯延遲可能使逆變器驅動信號不一致，導致逆變后交流電壓的相位存在差異，不宜直接并聯[13]，因此，一般采用多個高頻變壓器高壓側并聯，這就導致電源體積和重量增大[14]。

為了提高電源頻率，實現電源輕量化和小型化，該文研究了一種多管并聯、分時交錯控制方式的電流型變換電路,可擺脫開關死區時間的制約[15]，有利于變換裝置工作頻率的提高,并且逆變器輸出只有一個高頻變壓器，有利于電源體積小型化和重量輕量化，具有很好的應用前景[16]。

1 電流型高頻感應加熱電源結構

將220 V/50 Hz 的工頻交流電接入單相全橋不可控整流電路，再經過RC 濾波電路以及調功電路將其變為電壓任意可調的平直穩定的直流電，再通過控制電路控制MOS 管的開通與關斷，進而控制逆變電路的工作狀態，最終將直流電轉變為高頻交流電。利用電壓、電流互感器，采集電源輸出端電壓和電流，經電壓比較器、鑒相器等反饋到FPGA 主控芯片中，對其進行頻率跟蹤與控制，保證逆變器工作在負載的諧振點附近，從而實現系統的閉環控制。感應加熱電源電路結構如圖1 所示。

圖1 感應加熱電源電路結構

2 電流型高頻感應加熱電源主要電路

電流型高頻感應加熱電源主要由整流電流、調功電路、逆變電路、驅動電路、控制電路等構成，整流和調功電路采用常見的電路結構，該文重點介紹逆變電路及驅動電路。

2.1 逆變電路

電流型多管并聯逆變電路拓撲結構如圖2 所示。以三管并聯為例，每個橋臂采用三管并聯的連接形式，在直流輸入側串聯大電感L1，防止逆變輸入側電流的突變。各個橋臂由開關器件MOSFET 和與其串聯的超快恢復二極管組成，負載采用并聯諧振回路。通過FPGA 控制MOS 管的工作，圖2 中的開關管按表1 中的方式工作，每半個電源周期，有兩個功率開關器件導通，其他開關器件均處于關斷狀態，電流的波形如圖3 所示，可以發現逆變電路輸出電流波形頻率是開關頻率的3 倍。按照同樣的工作方式，將圖2 所示逆變電路的每個橋臂采用N個MOS管并聯，則逆變電路輸出頻率為開關頻率的N倍。采用電流型逆變電路避免了電壓型逆變電路所需的死區時間，而且利用了電流重疊時間以及分時交錯控制方法，可以極大地提高逆變電路的輸出頻率，并且逆變器輸出只有一個高頻變壓器，有利于電源體積小型化和重量輕量化，具有很好的應用前景。

圖2 電流型三管并聯逆變電路

圖3 三管并聯單相電流型逆變電路工作狀態

表1 開關器件的導通順序

2.2 控制電路

分時控制就是讓逆變器的多個橋臂分時交錯運行。三管并聯時，在6個負載諧振周期內每個MOS管只工作六分之一的周期，其他的五個周期均處于關斷狀態。為了防止電流源開路，通過控制程序必須保證同一橋臂上下兩管開關切換時有一定的重疊時間，因此6 路控制信號必須滿足相位各相差60°，每相鄰兩路控制信號之間要有10 ns左右的高電平重疊時間，如圖4 所示。該設計中控制系統使用ALTERA公司EP4CE10 系列FPGA 作為主控芯片，為了防止逆變電路高電壓損壞控制系統，設計中FPGA 輸出的控制信號與驅動器之間均使用光耦隔離芯片進行隔離保護。由于高頻感應加熱電源在工作過程中負載參數以及固有頻率不斷變化，所以控制系統設計了反饋環節對逆變器的輸出頻率進行跟蹤，使逆變器始終工作在負載諧振點附近。通過負載端的電流傳感器和電壓傳感器采集逆變器輸出的電流、電壓信號，經過電壓比較器LM311 轉換為低電平0 V、高電平5 V 的方波信號，輸入給鑒相器來獲取電流和電壓的相位信息。主控芯片FPGA 獲取相位信息后通過軟件編程動態調整輸出控制信號的頻率，構成閉環控制系統，實現對主電路輸出頻率的跟蹤。

圖4 6路控制信號時序圖

2.3 驅動電路

大功率MOSFET 或是IGBT 驅動場合，一般要求驅動芯片具有一定的負壓功能，在開關器件MOSFET關斷期間，其柵極施加的負電壓一般為-5 V。負壓關斷可以有效地消除開關器件MOSFET 在關斷期間，不會因為其結電容而出現續流，或者因為驅動信號受到主電路線路電壓的干擾而誤導通的情況。為了保證逆變電路工作過程中MOS 管快速、可靠地關斷，該設計采用負壓驅動電路。選用型號為XDN609SI 超快速MOS 驅動芯片，該芯片使用寬電源輸入，最大輸出峰值電流為9 A，驅動模塊電路如圖5所示。該模塊輸出的驅動信號經過負壓電路進行偏置，使得控制MOS關斷時的控制信號ugs電壓為負值。負壓偏置電路如圖6 所示。25 V 驅動電源將穩壓管D3 擊穿，保持8 V穩定電壓，從而抬高控制信號S 極的電壓，因此，當G極電壓為0 V 時，電壓ugs為負值，從而得到高電平為17 V，低電平為-8 V 的驅動信號。為解決上下橋臂MOS管驅動端不共地的問題，設計中使用了三個隔離電源模塊WRA2412S 分別為上下橋臂驅動端供電。

圖5 驅動模塊電路

圖6 負壓偏置電路

3 仿真結果

圖7 為仿真實驗模型，以3 管并聯主電路為研究對象，通過S-Function 函數編程產生6 路控制信號驅動MOS 工作，實現MOS 的分時交錯控制，以鎖相環PLL 和PID 模塊實現仿真模型的閉環。

圖7 感應加熱電源仿真模型

圖8 為S-Function 6 路控制信號圖，三管并聯逆變器分時交錯工作，以333 kHz 的工作頻率控制MOS 的導通與關斷。

圖8 S-Function 6路控制信號

圖9 為三管并聯仿真電源負載輸出電壓波形，當直流側輸入電壓為30 V 時，負載輸出為20 V，輸出頻率為1 MHz。從仿真結果來看，分時交錯控制能有效提高電源頻率的同時,也實現了電源負載的穩定輸出。

圖9 三管并聯電源仿真負載電壓波形

4 實驗結果分析

實驗以三管并聯主電路為研究對象，通過FPGA產生6路控制信號。使用W347光耦以及IXDN609SIA和負壓驅動電路來控制MOS 管的導通與關斷。

圖10 為控制信號波形圖，V11 與V21 為圖2 中MOS 管編號，FPGA 實現了控制信號頻率為353 kHz，輸出電壓為4 V，兩路控制信號間有200 ns重疊時間，滿足電流型逆變電路的工作要求。圖11 為柵極負壓驅動波形，驅動信號頻率與控制信號同頻，為353 kHz，驅動波形正向幅值為17 V，反向幅值為-8 V。

圖10 控制信號波形

圖11 驅動信號波形

圖12 為電路工作時，V11 號MOS 管ugs與uds電壓的波形，由圖中可以看出，該文所設計的負壓驅動電路能夠較好地保證MOS 管的可靠關斷。

圖12 MOS管ugs與uds電壓波形

圖13為三管并聯電源輸出電壓及電流波形，當整流側輸入電壓為35 V 時，電源輸出頻率達1.05 MHz，電源輸出視在功率可達1 208 VA。從實驗結果來看，采用電流型逆變電路及分時交錯控制方法，能夠較好地實現電源高頻化。

圖13 三管并聯電源輸出波形

5 結束語

該文采用電流型逆變電路設計了一種功率可調的高頻感應加熱電源，以電流型逆變電路為主，采用多管并聯電路結構和分時交錯的控制方法，用相對較低的開關頻率實現電源較高頻率的輸出。對于N管并聯的主電路結構，電源輸出頻率是開關頻率的N倍。電流型多管并聯主電路結構利用了重疊時間，避免了死區問題，同時避免了電壓型輸出需要多個變壓器并聯的問題，較好地實現了電源小型化和輕量化，實驗結果表明，該文研究的感應加熱電源能夠安全可靠運行，滿足設計要求。