可調頻率的雙通道差分輸出正弦波振蕩器的設計

鄭 倩 ,楊發順, ,馬 奎,

(1.貴州大學 大數據與信息工程學院,貴州 貴陽 550025;2.貴州省微納電子與軟件技術重點實驗室,貴州貴陽 550025;3.半導體功率器件可靠性教育部工程研究中心,貴州 貴陽 550025)

近年來,隨著模擬集成電路的發展與進步,振蕩器作為一種頻率源已被廣泛用于通信電子、航空電子等領域[1-2]。傳統振蕩器的輸出波形穩定,但存在波形頻率不可調節或頻率可調節的線性度不高的問題[3]。當振蕩器的輸出波形被應用于載波調制信號時,往往需要不同頻率的輸出信號,傳統的振蕩器無法滿足多頻率輸出,因此頻率可調的振蕩器在實際應用中是不可或缺的。

傳統頻率可調振蕩器多數采用橋式振蕩結構,使用多個電阻電容(RC)調節信號的頻率,但電阻受溫度、工藝的影響較大[4],不適合大幅度改變信號頻率。針對此類振蕩器的問題,研究者們提出了不同的設計方案。應韜等[5]提出在傳統RC 振蕩器的基礎上應用多諧振蕩器的結構,能夠在寬電壓范圍內產生一個頻率可調的信號,但關鍵晶體管的導通電阻會影響輸出波形的頻率,且信號幅度可調范圍小,同時會改變輸出波形的高低電平;饒喜冰等[6]提出的電流調節型RC振蕩器能實現大幅度的調頻功能,但電路結構相對復雜,不易實現。

鑒于此,本文基于雙極工藝設計了一個新型頻率可調的雙通道輸出振蕩器。該振蕩器外接一個電容,便可大幅度調頻,且應用多諧振蕩器、幅度跟隨器、差分輸出等單元電路來穩定和優化輸出信號,使其能在寬電源電壓下工作和雙通道輸出正弦波。同時該振蕩器的結構簡單且對稱,易于實現。振蕩器的輸出波形在經過運放模塊處理后,可輸出一組低失真、頻率可調的正弦信號。該振蕩器因其輸出波形具有的對稱性而被應用于放大電路、LVDT 電路以及其他集成電路設計中。

1 電路分析與設計

1.1 振蕩器整體電路結構

按照功能區分,將整體電路劃分為基準電路、多諧振蕩器、差分幅度跟隨器和正弦波轉換電路。

首先基準模塊為振蕩器并聯的大功率管提供一個穩定的電壓,再通過另一路偏置電路給各個模塊提供電流,使模塊能正常工作,同時利用基準模塊的特性,降低電源和溫度對無源器件的影響。隨著電容開始充放電,多諧振蕩器會產生一個鋸齒波,鋸齒波信號被差分幅度跟隨器放大,再利用差分放大器的電壓輸出特性,得到一組與鋸齒波同頻率的正弦波信號,且該信號的頻率可以通過外接的電容來調節,輸出一組幅度相等、相位相差180°的正弦波信號。該振蕩器的輸出信號最高頻率可達到20 kHz,頻率范圍為20 Hz～20 kHz 區間可調。

1.2 多諧振蕩器

現有常用的電流控制振蕩器大致分為兩種:一種是基于施密特觸發器原理的電流控制振蕩器;另一種是基于多諧振蕩器原理的電流控制振蕩器[7]。本文使用的是前者,電路結構如圖1 所示。

圖1 多諧振蕩器的電路結構圖Fig.1 Circuit structure diagram of multivibrator

圖1 中的P1、P2、N3、N4 這4 個三極管構成射極多頻振蕩器[8],P1、P2 作為開關管外接電容控制電路產生振蕩[9],使得N3、N4 處于交替導通狀態,從而產生一組鋸齒波電壓信號[10]。

由于電路對稱,三極管的晶振周期T可以從外接電容的充放電時間求得:

式中:I為P 管的集電極電流IC;Q為電容器的電量,可由式(2)求得。

式中:C為外接電容大小;ΔV為電容兩端的壓差;VBE(ON)為與電容相連的P1、P2 管開啟時的發射極電壓。

振蕩器的頻率f可由式(3)求得:

在本設計中,電容控制了輸出的頻率,兩者之間的關系為:

式中:fexcitation為激勵頻率,單位Hz。

射極對的配置適用于很高的操作速度,但在低頻時依舊顯示出中心頻率對溫度的敏感,原因是周期依賴于VBE(ON)。周期的溫度系數為[11]:

式中:ωosc為振蕩器的角頻率。

1.3 幅度跟隨器

幅度跟隨器由兩組N 管和電容組成,結構為交叉耦合晶體管[12],主要用于檢測振蕩器輸出波形的變化[13]。幅度跟隨器具有輸入阻抗高和輸出阻抗低的特點,因而對前后級電路起到隔離的作用,減少了后級負載對前級波形的影響[14-15]。本文使用的是負幅度跟隨器,電路結構如圖2 所示。

圖2 幅度跟隨器Fig.2 Amplitude follower

N1 和N2 管的基極接收從電容兩端輸出的信號Vn和Vp,進行信號放大。N1、N2 管放大后的發射極電壓由式(6)可得:

式中:VT為三極管的熱電壓;IC1為N1 的集電極電流;IS1為飽和電流。

N1、N2 兩個管子的發射極電流為輸出電流io1、io2,gm2為N2 管的跨導,得出輸出電流為:

輸出電流為交叉耦合晶體管提供基極電流,當振蕩器未啟動時,Vn和Vp的信號輸入為直流電壓。由于N3 和N4 管的射極分別接的是兩個時間延遲電容,所以它們允許導通和截止兩種狀態切換,無需外部觸發可產生狀態變化。當截止時,電容看作是斷路,此時輸出電壓就等于輸入電壓。當振蕩器起振后,幅度跟隨器的輸入電壓差值大于交叉耦合晶體管N3 和N4 的開啟電壓,N3 和N4 管跟隨鋸齒波信號交替導通工作,最終可實現負幅度跟隨,仿真結果如圖3 所示。圖3(a)和(b)為幅度跟隨器的輸入信號,圖3(c)和(d)為幅度跟隨器的輸出信號,可以看出,幅度跟隨器將信號進行了跟隨處理,使輸出波形與輸入信號保持了一致,且將信號進行了放大。

圖3 幅度跟隨器仿真波形圖Fig.3 Amplitude follower simulation waveform

1.4 正弦波轉換電路

差分對電路構成了轉換模塊,使信號從一個鋸齒波轉換為正弦波,且該輸出信號是一組幅值相反頻率不變但有峰刺的正弦波信號。模塊中兩組差分對管發射極的偏置電流由基準模塊提供,基極電流由大功率并聯管以及幅度跟隨器提供,電阻則分壓來控制電路。此模型主要運用了差分放大電路的傳輸特性,輸出電壓與輸入電壓之間存在函數關系[16]。

圖4 為正弦波信號轉換電路,在圖4 所示的電路中,UX為T1、T2 管的輸入電壓差值:

圖4 正弦波信號轉換電路Fig.4 Sine wave signal conversion circuit

根據推理可得恒流源電流IO2:

因此可得管子T2、T3 的發射極電流iE2、iE3:

同理也可得出T1、T4 管的發射極電流iE1、iE4:

因此,輸出端口的電流差值可得:

由上可得out1 和out2 端口的輸出電壓UO為:

式中:RL為輸出端口連接的負載電阻。

2 電路仿真分析

2.1 振蕩器整體電路設計

本文基于40 V 雙極型工藝完成電路設計,并運用Cadence 軟件對振蕩器電路進行仿真驗證。振蕩器整體結構如圖5 所示。

圖5 振蕩器電路的整體結構Fig.5 The overall structure of the oscillator circuit

2.2 仿真結果

振蕩器仿真工作條件:將兩個電源調至±15 V,外接電容調至15 nF,固定調節幅度的電阻值,輸出的波形作為放大電路的輸入,電路仿真出的波形結果如圖6 所示。圖6(a)和(b)波形為鋸齒波,是多諧振蕩器P1 和P2 管輸出的對稱波形,波形的幅值變化不大,波形具有周期性;圖6(c)和(d)的波形為經過處理和放大后的低失真的標準正弦波,是輸出端口out1 和out2 輸出的信號,頻率為2.155 kHz。

圖6 功能仿真結果Fig.6 Functional simulation results

此外,在電源電壓±15 V,外接控制幅度電阻R為12.7 kΩ 的條件下,對電路進行仿真,調節外接電容值C大小,得到不同頻率的正弦波信號,結果如圖7 所示。

圖7 振蕩器輸出頻率與電容關系曲線圖Fig.7 The relationship between oscillator output frequency and capacitance

各項參數指標良好,改變外接電容的值,得到關于頻率的曲線,當C=1000 μF 時,輸出的信號頻率最小,當C=1.75 nF 時,輸出信號的頻率最大,輸出頻率范圍在20 Hz～20 kHz。由此可見,振蕩器的幅度可通過改變外接電容的值,達到設計目標。

3 版圖實現與測試數據分析

3.1 版圖實現

本文設計的振蕩器是基于40 V 雙極型工藝完成的,芯片的大小為4330 μm×3870 μm,完成電路設計后進行了流片驗證,圖8 為成功流片后的芯片照片,圖中圈出來的部分為振蕩器的版圖部分,剩下的則為芯片的其他應用電路。

圖8 芯片照片Fig.8 Chip photo

在振蕩器電路的整體結構圖(圖5)中,R1_1、R2_1這兩個電阻設計為CrSi 可修調電阻,在芯片完成流片后,可利用激光對電阻進行切割,改變電阻的長寬比,從而達到改變電阻、控制精度的目的。從公式(3)可得,當阻值變大,電流將減小,OSC 輸出頻率也將減小。同理,從公式(13)可得,R2_1的修調涉及到OSC的偏置電流,從而影響OSC 輸出信號的幅值。

3.2 芯片測試

本文設計的振蕩器輸出信號用于驅動LVDT 的初級的功率放大器,在經放大器處理后可以得到一個可控的、低失真的正弦波。芯片測試條件:雙電源接±15 V,外接電容為15 nF,測得的波形如圖9 所示。圖9 中顯示輸出正弦信號頻率分別為2.486 kHz 和2.488 kHz。這組信號幅度值周期相反,差距不大。

圖9 波形測試圖Fig.9 Waveform test

表1 為不同外接電容下,信號的頻率仿真結果值與實測值。

表1 頻率的仿真與測試數據Tab.1 Simulated and measured data for frequency

由表1 可見,實測值與仿真值的數據都在預設的頻率區間范圍內,但芯片測試值與仿真值相比有一定的誤差,與仿真結果相比,輸出信號頻率的最大誤差是C1=15 nF 的時候,實測信號結果和仿真結果誤差值約為15.36%。分析認為,導致輸出信號頻率存在誤差的主要原因是:由于器件模型參數的不同,設計電路時所用的電阻方塊值與芯片流片時所用的方塊阻值大約相差100 Ω,電阻方塊值的偏差會影響各個支路的電流,最終會導致仿真值與實測值存在差異,但頻率測試結果都滿足設計要求。

此外,基準模塊降低電源電壓對頻率的影響也可以得到驗證,固定外接電容為15 nF,通過接不同的電源電壓來進行測試,頻率仿真與測試數據如表2 所示。從表2 可以看到,在固定電容值以及相同的測試條件下,仿真數據和實測可驗證結論:基準電壓給多諧振蕩器提供開啟電源,降低了電源電壓對輸出頻率的影響。

表2 不同電壓源的頻率仿真與測試數據Tab.2 Simulated and measured data for frequency of different voltage sources

4 結論

傳統的RC 正弦波振蕩器過多使用無源器件來輸出正弦波,且輸出波形為單一的正弦波。本文提出的振蕩器,結構簡單易實現,運用多諧振蕩器模塊基準模塊以及差分結構信號輸出的波形轉換模塊,輸出一組差分正弦波,同時通過簡單設置外接電容在1.75～1200 μF 范圍內變化,可以調節正弦波的頻率,實現了頻率在20 Hz～20 kHz 范圍內調節,除此之外,輸出的波形頻率穩定、幅度相反,受電源電壓的影響小。本次設計已成功流片,性能良好,可以作為放大器的驅動信號,也可運用到其他集成電路設計中。