磁耦合諧振式無線電能傳輸系統傳輸損耗的研究

畢魯飛，張文杰，吝伶艷，秦偉，宋建成

(太原理工大學 煤礦電氣設備與智能控制山西省重點實驗室，太原 030024)

0 引 言

磁耦合諧振式無線電能傳輸系統克服了傳統有線充電方式在安全性，靈活性，通用性等方面的不足，已經在電動汽車、消費類電子、工業自動化以及生物醫學等諸多領域發揮了不可或缺的作用[1]。與此同時，效率，成本，電磁安全等問題又極大地限制了磁耦合諧振式無線電能傳輸技術的進一步發展。

磁耦合諧振式無線電能傳輸系統由高頻電源、補償結構、磁耦合結構以及整流濾波四部分構成，見圖1。其中，高頻電源主要由有源功率因數校正和全橋逆變兩部分組成[2]，其作用主要是產生高頻交流電壓，以補償磁耦合結構間微亨級別的互感值。補償結構主要有SS，SP，PS和PP四種基本補償結構[3]，其作用主要是減少對高頻電源的容量要求以及提高系統的輸出功率。磁耦合結構的作用主要是將電能轉變成磁場能量傳遞到負載側，目前處于研究主流的結構主要有圓形、正方形、DD以及BPP等幾種結構[4-10]。整流濾波部分的作用主要是對負載進行直流充電。

圖1 磁耦合諧振式無線電能傳輸系統

針對磁耦合諧振式無線電能傳輸系統的大多數文獻，在傳輸效率問題上僅考慮磁耦合結構的損耗[11]。而實際中，高頻電源以及整流濾波部分的損耗也在很大程度上限制了傳輸效率的提高。將在預定效率以及恒定功率條件下計算磁耦合諧振式無線電能傳輸系統各部分的損耗與互感之間的關系，尋求滿足系統要求的互感值。

1 損耗分析

由于串串補償結構所具有的恒流源特性以及較為簡便和穩定的補償電容值，使得其成為磁耦合諧振式無線電能傳輸系統中最為普遍的一種補償方式。在采用串串補償結構時，對系統功率和效率影響最大的是一二次側磁盤之間的互感值。下面的分析將在預定效率和恒定功率條件下計算磁耦合諧振式無線電能傳輸系統中各部分的損耗，得出預定效率時所需的互感值。由于SiC材料的開關器件具有超低的損耗，超短的反向恢復時間以及較低的冷卻要求等優勢，因此文中的損耗計算皆是針對SiC材料的肖特基二極管和MOS管。

對于輸出功率為Pout的無線電能傳輸系統，若預定其整體效率為η，則系統的整體損耗為：

(1)

1.1 二次側整流濾波電路的損耗

對于二次側的全橋整流濾波電路，其損耗主要由二極管的導通損耗和換向損耗二部分組成。其整流二極管的導通損耗為：

(2)

式中VF1為二極管的前向導通電壓；I2-pk為二次側線圈輸出正弦電流的幅值；IL為負載的充電電流；ω0為系統工作角頻率；T0為二次側線圈輸出正弦電流的周期。同時，整流二極管的換向損耗[12]為：

(3)

式中RL為負載的阻值；QC1為二次側整流二極管的充電電荷；f0為系統工作頻率。

1.2 有源功率因數校正電路的損耗

高頻電源主要由有源功率因數校正電路和全橋高頻逆變電路兩部分組成。當系統性能下降時，可以通過調節占空比控制有源功率因數校正電路的輸出直流電壓來使得系統輸出端的電壓電流或者功率恒定。對于圖2中的有源功率因數校正電路，其損耗主要由整流電路中二極管的導通損耗和升壓電路中開關管的導通損耗、換向損耗以及升壓電路中二極管的導通損耗、換向損耗組成。

圖2 有源功率因數校正電路

其整流電路中二極管的導通損耗為:

(4)

式中VF2為一次側整流電路中二極管的前向導通電壓；Uin為系統輸入電壓；Iin為系統輸入電流；ωin為工頻角頻率；Tin為工頻周期；fin為工頻頻率。

對于升壓電路中MOS管的換向損耗，主要是依據其datasheet中在標準漏極電流ILOU-N和標準漏源電壓ULOUYUAN-N時的開通損耗Eon和關斷損耗Eoff進行計算[13]，其大小為:

(5)

式中ILOU為MOS管導通時刻的漏極電流；ULOUYUAN為MOS管關斷時刻漏極和源級之間的電壓。同時，升壓電路中MOS管的導通損耗為：

(6)

式中Ron1為MOS管的導通電阻；Udc為輸出的直流電壓；D(t)為MOS管的占空比。

升壓電路中二極管的導通損耗為：

(7)

式中VF3為升壓電路中二極管的前向導通電壓。同時升壓電路中二極管的換向損耗為：

P7=0.25QC2·Udc·fshengya

(8)

式中QC2為升壓電路中二極管的充電電荷；fshengya為升壓電路中MOS管的工作頻率。

1.3 高頻逆變電路的損耗

對于圖3中的高頻逆變電路，通過調節其移相角，可以維持輸出功率的恒定。其損耗主要由開關管的導通損耗，換向損耗以及續流二極管的導通損耗和換向損耗組成。

圖3 高頻逆變電路

MOS管的換向損耗同式(5)的計算過程相似，其大小為：

(9)

MOS管的導通損耗為：

(10)

式中Ron2為MOS管的導通電阻；M為一二次側磁盤結構之間的互感值。

續流二極管的導通損耗為：

(11)

式中φ為移相角;VF4為續流二極管的前向導通電壓。同時，續流二極管的換向損耗為：

(12)

式中QC3為續流二極管的充電電荷。

1.4 磁耦合結構的損耗

對于圖4中的串串補償結構即一二次側端補償電容與線圈電感的連接方式皆為串聯形式，其損耗主要由一次側磁耦合結構的損耗和二次側磁耦合結構的損耗兩部分組成。

圖4 串串補償結構

其一次側磁耦合結構的功率損耗的大小為：

(13)

式中I1為流入一次側磁耦合結構的電流；R1為一次側磁耦合結構的損耗電阻。同時二次側磁耦合結構的功率損耗約為：

(14)

式中I2為流入二次側磁耦合結構的電流；R2為二次側磁耦合結構的損耗電阻。

綜合可得總損耗即為：

(15)

由式(15)可得在滿足系統恒定功率和預定效率要求下的互感值。

2 仿真計算

在仿真計算中，為了簡便忽略有源功率因數校正電路的損耗。在MATLAB中計算磁耦合諧振式無線電能傳輸系統高頻電源，磁耦合結構以及整流濾波等各部分的功率損耗，各部分器件參數指標見第三部分。經計算可知在功率為1 000 W，效率為85%的指標要求下所需要的互感值為36 μH。與此同時系統各部分的損耗見表1。

磁盤結構采用800股直徑為4 mm的利茲線繞制，其形狀為平面圓形，當一次側線圈外半徑為0.3 m，二次側線圈外半徑為0.2 m時，一二次側磁盤之間的互感與匝數的關系見圖5。

由上圖可知在功率為1 000 W，效率為85%的指標要求下所需要的匝數為14匝。

表1 系統各部分損耗值

圖5 互感值隨匝數的變化關系

3 實驗驗證

在實驗過程中，采用Chroma型號為62050H-600的直流電源代替一次側有源功率因數校正電路，其最大輸出直流電壓為600 V，最大輸出直流電流為8.5 A。單相全橋逆變模塊由兩個型號為EVAL-1EDC20H12AH-SIC的半橋組成，其MOS管的導通電阻為0.045 Ω；MOS管在漏極電源電壓為800 V，漏極電流為20 A時的開通損耗和關斷損耗分別為280 μJ和70 μJ；其MOS管體二極管的前向導通電壓為4.1 V，充電電荷QC為0.15 μC。二次側整流濾波電路中的二極管采用SCS240AE2HR，其前向導通電壓為1.35 V，充電電荷QC為0.031 μC。逆變電路移相角控制采用DSP 28335控制器。對于互感的測量采用LCR TH2827A測量儀[14]。所搭建的系統見圖6。系統參數指標見表2。

由第二部分計算可知線圈磁盤繞制的匝數為14匝，LCR測量儀測量出的互感值為35.95 μH，磁盤未錯位時系統效率為84.7%，達到了功率為1 000 W，效率為85%的指標要求。在磁盤發生錯位時通過改變高頻逆變電路的移相角維持輸出功率恒為1 000 W，其傳遞效率以及移相角在發生錯位時的變化情況見圖7。

圖6 無線電能傳輸系統

表2 系統各參數指標

圖7 錯位時移相角和效率的變化情況

圖7中可以看出，在90 mm的錯位范圍內，其效率由0.847下降到了0.842。逆變的移相角由36.59°下降到了34.49°。當錯位程度超過90 mm后，其效率和移相角的下降速度都在加快。

4 結束語

文章在充分考慮磁耦合諧振式無線電能傳輸系統中高頻電源、補償結構、磁耦合結構和整流濾波四部分損耗的情況下，通過預定效率和恒定功率計算出磁耦合諧振式無線電能傳輸系統各部分損耗與互感之間的關系，尋求滿足系統指標要求的互感值。最后搭建了一套傳輸功率為1 000 W，傳遞效率為85%的無線電能傳輸系統，驗證了文中損耗計算方法的準確性。文中的研究結果為磁耦合諧振式無線電能傳輸系統的分析及性能改善起到積極推動作用。