串聯諧振式快速充電電源的研究

易春回

（桂林信息科技學院，廣西桂林，541004）

0 引言

目前，脈沖電源使用最廣泛的是脈沖電容器型電源，因為脈沖電容器型電源具有結構簡單、操作方便、易于擴展和維護性強等優點。隨著脈沖功率技術的深入發展和更加廣泛的應用，選取合適的方案來研究適用于高電壓場景下的電容器充電電源就顯得尤為重要。與一般形式的直流電源不同，這一類充電電源的負載一般是電容值較大、額定電壓較高的電容器。充電電源的工作過程：對脈沖電容器進行充電，使其電壓從零開始充到額定電壓的過程。脈沖電容器兩端的電壓值變化的范圍比較大，這就要求充電電源在相對寬的負載范圍內，具有較好的電路特性。

1 總體方案設計

1.1 充電電源主電路設計

充電電源主電路設計如圖1所示。

圖1 充電電源主電路

該電路主要由5個部分組成：單相整流電路、全橋逆變電路、串聯諧振電路、高頻升壓電路和高壓整流電路。

（1）單相整流電路：由D11、D13橋臂和D12、D14橋臂的4個不可控二極管組成，它將交流市電轉變為直流電，電路簡單、可靠和成本低。

（2）全橋逆變電路：由S1、S3橋臂和S2、S4橋臂的4個開關管，以及與開關管并聯的4個續流二極管D1～D4組成，這部分電路將單相整流電路輸出的直流電轉變為高頻交流電。其開關管工作在高頻狀態，可以有效減小變壓器的重量與體積。

（3）串聯諧振電路：由Cr和Lr組成串聯諧振電路。

（4）高頻升壓電路：T為高頻升壓變壓器，它將全橋逆變電路輸出的高頻低壓交流電轉變為高頻高壓交流電，同時還能對低壓與高壓部分起到電氣隔離的作用。

（5）高壓整流電路：高壓整流橋由D7、D9橋臂和D8、D10橋臂的4個不可控二極管組成，將高頻升壓電路輸出的高頻高壓交流電轉變為直流電，給脈沖電容器C3充電。

充電電源主要技術參數如表1所示。

表1 充電電源主要技術參數

1.2 單相整流電路選取原則

設高壓側脈沖電容為C，脈沖電容的充電時間為t，最大充電電壓為U，采用恒流充電，則脈沖電容充電量Q和充電電流Id計算公式如下：

充電完成時，充電電源最大功率Pmax計算公式為：

考慮到充電損耗以及一定的裕量，可認為取充電電源的變換效率為80%，則充電電源進線端的功率為1.25Pmax。由單相交流市電，經過整流二極管(D11～D14)和大電容C1濾波穩壓后，母線電壓的平均值Ua約為300V，則充電電源進線端電流的有效值Ia計算公式為：

1.3 高頻變壓器選取原則

高頻變壓器是充電電源的重要組成部分，它性能好壞不僅影響高頻變壓器本身的效率、噪音和發熱等問題，還會影響整個電源的可靠性與安全性，所以對其材料選擇、制作工藝等都必須有嚴格的要求，才能保證高頻變壓器的性能。

高頻變壓器要求：初級漏感要求小于10μH，初級分布電容與漏感都要小，副級電容折算到初級要求小于10μF。高頻變壓器在額定工況下無明顯震動，噪聲要盡可能小。

1.4 諧振電路選取原則

（1）對諧振電容Cr的最小耐壓和最小耐流，以及額定頻率都有要求。

（2）由于高頻變壓器存在漏感，所以在選取諧振電感值應高頻變壓器存在漏感去掉。另外，為了降低諧振電路損耗，以及減少諧振電感中的環流，諧振電感應盡量選擇大一些。

2 控制電路設計

控制電路如圖2所示，主要包括4個部分：電壓檢測電路、信號調理電路、IGBT緩沖電路和串口通訊電路。

圖2 控制電路

2.1 電壓檢測電路設計

電壓檢測電路如圖3所示。

圖3 電壓檢測電路

（1）脈沖電容電壓檢測

脈沖電容電壓檢測可以采用霍爾電壓傳感器?；魻栯妷簜鞲衅鞴ぷ髟恚浩鋵⒃呺妷盒盘朧1經過原邊電阻R后，轉變為原邊電流信號I1，原邊電流I1產生的磁通量與副邊電流I2產生的磁通量相平衡，這樣原邊電壓的變化就能通過副邊電流I2的變化精確、快速地反映出來。

本文設計的充電電源最高充電電壓為3kV，霍爾電壓傳感器的測量范圍可以滿足這種測量要求。另外，霍爾電壓傳感器制作成本相對較低，反應迅速，所以脈沖電容的電壓可以選擇霍爾電壓傳感器來測量。

（2）母線電壓檢測

母線電壓檢測采用CLSM系列霍爾電壓傳感器，其抗干擾能力和過載能力強，精度高、響應速度快，適用于交直流和各種不規則波形的測量。

對霍爾電壓傳感器采集的數據進行處理后，可以直接送到DSP控制器的ADC模塊。DSP控制器的ADC模塊具有多個模擬輸入通道，其模擬輸入電壓范圍0～+3V；其具有靈活的中斷控制，可以在每次排序結束后產生中斷，對輸入的模擬數據具有快速的處理功能。

2.2 信號調理電路

信號調理電路把來自傳感器的模擬信號經過處理后，送到DSP控制器的ADC模塊，用于控制過程、執行計算和顯示等。傳感器可測量很多物理量，如電壓、電流等，但是傳感器信號不能直接送到DSP控制器，因為傳感器輸出信號是相當小的電壓或電流信號。因此，傳感器輸出信號在送到DSP控制器之前必須進行調理。

信號調理電路如圖4所示，該電路是使用LF444運算放大器設計的電壓跟隨電路。來自傳感器的模擬電流信號經過采樣電阻R1轉換后，形成電壓信號Uin。Uin經過RC濾波后，送到LF444運算放大器，最后經過D0限幅保護形成輸出信號Uout。

圖4 信號調理電路

2.3 IGBT緩沖電路設計

在IGBT構成的逆變電路中，由于存在雜散電感與電容，IGBT會承受較高浪涌電壓。主要原因：

（1）當IGBT關斷時，由于雜散電感的存在，雜散電感會誘發較高的沖擊電壓，這樣IGBT在關斷時就會承受很大的浪涌電壓。

（2）在續流二極管反向恢復時，IGBT兩端電壓也會突然升高，此時在IGBT也會承受浪涌電壓的沖擊。

由于浪涌電壓的存在，會使得IGBT開關損耗增加、溫度升高，最終可能造成IGBT損壞。為提高IGBT工作的安全性和可靠性，需要增加緩沖電路來保護IGBT。

緩沖電路如圖5所示，由1個大功率電阻與1個快速恢復二極管組成。大功率電阻用來消耗電容的能量，快速恢復二極管用來抑制雜散電感和電容產生的振蕩問題。這樣能夠很好的抑制浪涌電壓對IGBT的影響，并且緩沖電路分別由兩個IGBT在不同的周期內使用，節約了成本。

本充電電源的功率不大，開關頻率也不高，采用圖5的緩沖電路就可以對IGBT起到保護作用。

圖5 IGBT緩沖電路

2.4 串口通訊電路設計

串口通訊電路采用MAX系列串口通訊芯片進行設計，如圖6所示。

圖6 串口通訊電路

串口通訊電路能夠完成與上位機和DSP控制器的通訊。DSP控制器的串口通訊模塊（SCI）采用異步串行通訊模式，可以實現數據的同時發送和接收。它支持16級的收發FIFO，可以降低串口通訊時CPU的開銷。SCI模塊的通訊速率，可以通過編程配置來實現。其收發數據的方式可以采用查詢或者中斷的方式。另外，SCI模塊的接收器與發送器可以采用雙級緩沖模式。

3 高壓側電路設計

高壓側整流橋的選取，需要考慮到耐電流等級與耐壓等級，以及留出足夠的安全裕量，故選取可以選取QLG整流橋。高壓側電路如圖7所示。

圖7 高壓側電路

D7～D9選用QLG整流橋，Relay1、Relay2選用高壓真空繼電器。Rn并聯在脈沖電容器兩端，選用兆歐級的電阻，其作用：當系統出現故障或者某種人為原因導致脈沖電容器C3無法放電時，脈沖電容器C3中的能量可以通過Rn緩慢釋放掉。

在放電過程中，脈沖電容器可能會產生反向電壓，該反向電壓施加到QLG整流橋上，容易造成脈沖電容器與整流橋損壞。圖7中，電阻R21、R22與二極管D組成T型回路，用于限制反向電流的大小和流經途徑，保護脈沖電容器與整流橋。為了減小在充電過程中R21、R22上的壓降和損耗，R21、R22要盡量的小。另外，反并聯二極管D必須具有較大的通流能力和快速恢復能力。

4 諧振電路仿真分析

使用仿真軟件對串聯諧振電路進行了仿真分析，仿真軟件具有強大的電路圖繪制功能、元器件符號制作功能和電路模擬仿真功能等，能夠自動進行電路檢查，計算與模擬電路。

對串聯諧振電路進行了仿真分析可以驗證充電電源設計的正確性，提高電路設計的安全性、可靠性和正確性。

如圖8所示的串聯諧振仿真電路，單相市電經整流和LC濾波后變換為Vd的直流電壓源，C3為脈沖電容，Lr為諧振電感 ，Cr為諧振電容。

圖8 串聯諧振仿真電路

串聯諧振電路仿真得到的充電電壓和諧振電流的波形，如圖9所示。

圖9 充電電壓和諧振電流波形

從圖9可以看出，充電過程主要分為2個階段：

（1）線性充電階段：在充電起始階段時，充電電壓是線性增加。

（2）非線性充電階段：經過一段時間后，由于諧振電流的反相續流電流趨近于零，進入非線性充電過程。

由此可見，仿真結果和理論設計是相符的，設計方案是可行的。另外，由于理論設計只是分析了串聯諧振的情況，沒有考慮高頻變壓器和整流二極管的分布參數。實際電路中，由于高頻變壓器和整流二極管存在比較大的分布參數，使得實際工作方式為串并聯諧振方式，對諧振電流與充電電壓都有較大的影響。

5 結束語

本文對快速充電電源的主電路和控制電路進行了分析和設計，完成主要元器件的選型設計。最后，使用仿真軟件對串聯諧振電路進行了仿真，驗證理論分析和參數設計的正確性，提高了電路設計的安全性和可靠性，減小了充電電源的體積，提高了充電效率和充電速度。