基于ADS的寬帶高效率功率放大器設計

周 健，楊曉慶，蔣光明

（四川大學電子信息學院，成都 610065）

0 引言

隨著5G 時代的到來，各行各業迫切需要高性能射頻組件，作為射頻前端核心部件的功率放大器（功放）依然是當前的研究熱點。

基于傳統的A、AB、B、C 類功放，研究者提出了D、E 開關類功放以及諧波控制類功放。受寄生參數影響，開關類功放不宜工作在GHz之上的頻段，而F/F類功放雖然具有較高的效率，但是其要求對諧波阻抗的精準控制，因而難以達成寬帶的性能。2009 年Cripps 等學者提出了連續B/J 類功放，其二次諧波阻抗不再局限于短路點，而是分布在電抗圓上。在此之后便出現了兼具寬帶和高性能的連續F/F類功放，其阻抗空間較標準F/F類功放雖在一定程度上得到了擴展，但其基波阻抗為電阻性阻抗，諧波阻抗為電抗性阻抗，以至于單一的連續F/F類功放難以擁有超越一個倍頻程的帶寬，因為基波阻抗和諧波阻抗的重疊會大幅惡化功放的性能。為進一步擴展帶寬，人為地在電壓電流波形表達式中引入可變因子，稍微犧牲效率來使得二次或者三次諧波阻抗成為電阻性阻抗，阻抗設計空間由此得到極大地擴展，功放可以做到超越倍頻程的帶寬。

本文從理論上分析了擴展型連續F/F-1類功放的阻抗表達式，然后將擴展型連續F 類、連續逆F類與連續F類工作模式結合起來獲得新的阻抗空間，最后采用類橢圓低通濾波器作為輸出匹配結構，實現了一個工作頻段為0.5～3.1 GHz的寬帶高效率混合連續類功放。

1 連續類功放原理

1.1 擴展型連續F/F-1類功放

在標準F 類功放的電壓波形表達式中乘以一個額外的可變因子可以得到一系列純電抗性的二次諧波阻抗，這便是連續F 類功放的由來。基于連續F 類功放，再次運用波形工程可以得到具有電阻性的二、三次諧波阻抗值以構造擴展型連續F 類功放。這類功放可以有重疊的基波和諧波阻抗值，它們的表達式如下，

應保證有-1 ≤≤1, 0 ≤≤1 與-0.85 <≤0，以免出現阻抗值分布在史密斯圓圖之外，即反射系數大于1 的情況。圖1（a）反映了擴展型連續類功放的基波與諧波阻抗空間。當== 0 時展示的是傳統連續F 類功放的阻抗分布空間。可以看到隨著的增大二次諧波阻抗從史密斯圓圖的邊緣進入到史密斯圓圖之內，隨著的減小三次諧波阻抗有相同的趨勢。

圖1 隨可變因子變化的阻抗空間

同理，基于連續逆F 類功放可以通過相似的波形工程得到擴展型連續逆F 類功放。其諧波負載的分布如圖1（b）所示。當== 0 時，為傳統連續F 類功放的阻抗分布空間。可以看到這類功放的二次諧波阻抗更多地分布在高阻抗區域內。

1.2 擴展后的阻抗設計空間

由于具有電阻性的諧波負載值，擴展型連續F/F類功放的效率會有所降低。基于對帶寬和效率的綜合考慮，將擴展型連續F/F類工作模式與連續F/F類工作模式結合起來可以實現比單一連續工作模式更優異的性能。由于擴展型連續逆F 類功放在高電阻區域的二次諧波阻抗容易大幅惡化整體效率，因此對該類工作模式不做考慮。

擴展型連續F類功放的漏極效率表達如下，

選 定= 0.45 和= -0.5 使 得效 率 保 持 在70% 以 上。 圖2 反 映 了 由 擴 展 連 續F 類（= 0.45，= -0.5）、連續F/F類連續工作模式結合后的新的阻抗設計空間。

圖2 新的阻抗設計空間

后續通過選擇和的合適取值范圍可以將輸出匹配網絡的阻抗軌跡和目標負載聯系起來，完成混合連續類功放的設計。

2 匹配網絡的選擇

2.1 理想輸出匹配網絡的頻率響應

良好的匹配是一款性能優異功放的關鍵所在，這往往需要設計的匹配網絡具有契合目標阻抗所在設計空間的頻率響應。對于輸入端來說，不需要控制諧波，重點考慮基波匹配，本文采用四階切比雪夫低通濾波網絡作為輸入匹配電路。單一連續模式的諧波類功放因為基波阻抗和諧波阻抗之間的約束通過不具備超越倍頻程的帶寬，本文旨在設計一個結合以上三種連續模式的混合類功放，其寬帶可分為三個頻段，在第一個頻段上功放工作于擴展連續F 類模式，在第二個頻段上功放工作于連續逆F 類模式，在第三個頻段上功放工作于連續F 類模式，其示意圖如圖3所示。

圖3 理想的頻率響應曲線

2.2 準橢圓低通濾波網絡

目前大多數寬帶功放采用切比雪夫低通濾波網絡作為輸出匹配電路，但是其存在著由通帶至阻帶的較長過渡區域，這會在一定程度上影響寬帶的擴展。橢圓低通濾波網絡具有最大的矩形系數，其具有非常好的滾降特性，相比切比雪夫低通濾波網絡有較短的過渡區，可以實現的帶寬性能更佳。但標準的橢圓濾波網絡不具備阻抗變換的性質，通過將切比雪夫低通濾波網絡中的第一個旁路電容更換為一個電感與電容的串聯結構可以獲得適用于寬帶功放的準橢圓濾波網絡，本文中擬采用輸出匹配電路結構的集總元件拓撲結構，如圖4（a）所示。

3 電路仿真與結果測試

選取Wolfspeed 公司的高性能氮化鎵晶體管CGH40010F 來進行功放的設計，介質基板選用相對介電常數為2.2、厚度為31 mil 的RT/duroid 5880。通過查閱晶體管，為便于后續的設計，將靜態工作點選定在漏極電壓為28 V、柵極電壓為-3.1 V，此時所得到的靜態電流約為75 mA，晶體管將工作在深AB類功放狀態。加工好的功放PCB實物如圖5所示，整體尺寸為7 cm×4.5 cm。

圖5 功放實物圖

將第二節中準橢圓濾波網絡中的集總元器件都轉化為微帶線，因為集總元件隨著頻率的增高會有明顯的寄生效應，圖4（b）展示了本次設計的輸出匹配網絡。圖6在史密斯圓圖中描繪該匹配網絡在晶體管漏極電流生成平面的阻抗軌跡，從圖中可以看出功放基波阻抗值的軌跡依次經過三種連續模式，在0.5 GHz到1.2 GHz上工作在擴展型連續F類模式，在≈1.7 GHz處正好工作在連續逆F類模式，在≈2.55 GHz處正好工作在連續F 類模式。由于晶體管自身寄生電容的影響，在2（= 3）處的諧波阻抗為容性可以起到進一步提升效率的作用。

圖4 輸出匹配網絡

圖6 電流生成平面上輸出匹配的阻抗軌跡

圖7（a）展示了仿真與實測的各項性能指標，可以看到該混合連續類功放在0.5 GHz 到3.1 GHz 整個頻段上有大于10 W 的飽和功率輸出，漏極效率為61.5%～75.3%，同時增益為11.8～14.7 dB。此外在輸出功率回退大約3.5 dB的情況下進行了仿真和測試，結果如圖7（b）所示，可以得知其在整個頻段上有較好的線性性能。

圖7 仿真與實測結果

4 結語

通過對擴展型連續F類、連續逆F類和連續F類三種連續模式的有序組合，本文提出了一個寬帶的高效率混合連續類功放。采用Wolfspeed公司提供的CGH40010F 功放管對電路進行了仿真設計并進行了實物加工與測試，得到該寬帶功放的工作頻段為0.5 ～3.1 GHz，跨越了兩個倍頻程，在整個頻段上功放的輸出功率高于10 W，漏極效率為61.5%～78.3%，增益平坦且具有良好的線性特性。