基于交錯反激的光伏控制器及其控制策略的研究

劉澤偉，邵偉明

（廈門理工學院現代工程訓練中心，福建廈門，361024）

0 引言

微型逆變器是指一種獨立光伏組件并網發電系統的功率變換單元，通常的功率等級為100-300W。反激式變換器常因其結構簡單、自帶高頻隔離、并且開關管驅動容易，因此常應用于微型逆變器。其中在較低功率的兩級式微型逆變器中常使用傳統的反激式變換器，但是由于其變壓器鐵芯磁狀態在最大直流成分下，需要鐵心開較大的氣隙，因此其又有難以達到較大功率的缺點，通常應用在不超過100瓦的場合，并且由于其輸出電流斷續使輸出紋波較大，會對后級逆變帶來較大的諧波[1]。

因此，本文提出將交錯反激式變換器應用在兩級式微型逆變器中前級的光伏控制器中，使其具有輸出功率較傳統反激式變換器的微型逆變器相比翻倍、輸出電流脈動小、容易做MPPT控制等優點[2]。同時使用不對稱模糊控制進行最大功率跟蹤，可以快速、穩定地實現最大功率點跟蹤。本文將詳細分析該變換器使用在兩級式微型逆變器中的工作狀態，討論其具體是如何增大輸出功率、減小電流輸出紋波、減小直流母線輸出電壓紋波以及進行最大功率跟蹤，最后通過實驗加以驗證。

1 原理與設計

1.1 電路設計及原理分析

1.1.1 主電路設計

圖1為兩級式微型逆變器的交錯反激變換器電路原理圖，該電路初級由兩個開關管S1、S2一個輸入去耦電容Cin和兩個反激變壓器T1，T2組成。它的次級由兩個整流二極管D1，D2和一個濾波及功率解耦電容Cbus，這里的濾波電容同時又作為兩級式微型逆變器的直流母線功率去耦電容，以保證直流母線上電壓的穩定，其中S1和S2交錯導通，構成交錯并聯反激電路，將太陽能電池板輸出的20V-45V的電壓變換為380V-420V，提供給后級逆變器產生220V的并網電壓。

圖1 兩級式微型逆變器的交錯反激變換器電路原理圖

1.1.2 工作狀態分析

系統要求交錯反激變換器工作于電流連續模式，由于并聯交錯系統的設計要求均流，因此需要讓兩個開關管處于相同占空比的開關狀態，且兩個反激變換器的工作相位相差半個周期180°，針對開關管控制信號占空比小于50%和大于50%工作波形有所不同：在控制信號占空比小于50%時，Iin為斷續且Iout為連續；在控制信號占空比大于50%時，Iin為連續且Iout為斷續，如圖2所示[3]。

圖2 占空比為25%和75%時交錯并聯反激電路電流連續模式的工作波形

因此，本文針對開關管控制信號占空比小于50%和大于50%工作波形分別以25%和75%為例，結合圖1進行工作狀態的詳細分析。

當占空比為25%時，如圖2所示，S1為反激變換器1的控制信號，S2為反激變換器2的控制信號，兩個控制信號交錯出現，相差半個周期180°。

在t2-t3時刻，對于反激電路1，它的工作狀態與t1-t2時刻反激電路2的工作狀態一樣。對于反激電路2，它的工作狀態與t0-t1時刻反激電路1的工作狀態一樣。

在t3-t4時刻，對于反激電路1，它的工作狀態與t1-t2時刻反激電路2的工作狀態一樣。對于反激電路2，它的工作狀態與t0-t1時刻反激電路1的工作狀態一樣。

由于兩個反激電路采用了并聯方式連接，并且交錯動作，該電路具有并聯電源的特性，因此對于交錯反激變換器的輸入電流Iin(太陽能電池板的輸出電流)和輸出電流Iout具有線性疊加性。對于輸入電流Iin是Ip1和Ip2的疊加，從圖2我們可以看出輸入電流Iin與單個反激電路相比頻率提高了，因此經過濾波電路后能夠減小紋波。對于輸出電流Iout是Is1和Is2的疊加，從圖2我們可以看出輸出電流Iout與單個反激電路相比，電流從斷續變為連續，并且電流的脈動頻率加倍，經過濾波電路后能夠減小紋波。

當占空比為75%時，如圖2，其在t0-t5時刻的各個階段的工作狀態與占空比為25%時類似，其中輸入電流Iin從斷續變為連續，輸出電流Iout從連續變為斷續，同樣經過濾波電路后紋波幅值會明顯減小且頻率增加[4]。

1.2 非對稱模糊控制策略

1.2.1 電路參數特性分析

反激變換器是隔離型Buck-Boost電路，因此可以通過Buck-Boost電路分析交錯并聯反激電流[4]。由于交錯并聯反激電源系統具有并聯電源的所有優點和特性，因此可以得到輸出電壓為并聯電源電壓較大的那個，本文設計兩個并聯的反激開關占空比一樣，因此輸出電壓與單反激變換器的輸出電壓是相同，為

式中：N為變壓器變比，Uin為變換器輸入電壓，D為開關占空比

其中，Uo與D的變化規律為D越大，Uo越大，單調遞增規律明顯，容易通過控制占空比增加和減小調整輸出電壓。

輸入等效阻抗為單獨電源的一半，為

式中：N為變壓器變比，R為變換器輸出負載，D為開關占空比

其中，Re與D的變化規律為D越大，Re越小，單調遞減規律明顯，容易通過控制占空比增加和較小調整等效輸入阻抗，因此該交錯并聯反激變換器對于太陽能電池板的等效阻抗為公式2，在做最大功率跟蹤時可以通過單調增減占空比改變電路的等效阻抗尋找最大功率點[5]。

1.2.2 控制策略

本文考慮到太陽能電池板特性曲線的非對稱性，使用非對稱模糊控制算法進行最大功率跟蹤[6]。

非對稱模糊控制主要是實現最大功率工作點時刻的控制信號占空比確定，而最大功率點的表征主要是在PV曲線中，最大功率點出的dP/dU=0，因此取dP/dU為目標函數， 占空比改變量dD為控制變量。實時檢測太陽能電池板的輸出電壓和功率，當前的采樣值和上次的采樣值分別用n和n-1表示，因此模糊控制器的輸入變量ec(n)和它的變化量?ec(n)表達式為：

若檢測到dD>0時，dP/dU>0，則保持dD>0。若dD>0時，dP/dU<0，則令dD<0。

定義模糊子集為：NB=負大，NS=負小，ZE=零，PS=正小，PB=正大。

根據光伏陣列輸出特性曲線特點，設定非對稱模糊的控制則表，也具有非對稱性，如表1所示。

表1 非對稱模糊的控制則表

2 實驗

基于上述設計方案和控制控制策略，針對PS-PV210WATT型號的太陽能電池板，搭建一個輸入直流電壓為20-40V，輸出直流電壓為380-420V，輸出最大功率為210W的基于交錯反激并聯電路的兩級式微型逆變器前級matlab/simulink仿真系統，該系統主要是將太陽能電池板的電壓進行升壓，同時做最大功率跟蹤。

2.1 仿真電路及參數設計

實驗使用的PS-PV210WATT型號的太陽能電池板四參數為開路電壓36.61V，短路電流7.84A，最大功率工作點電壓29.73V，最大功率工作點電流7.14A，令其工作在標準工作條件下，最大輸出功率為212.27W。

太陽能電池板在通過交錯并聯反激電路進行電壓變換后，經過直流母線濾波及功率解耦電容Cbus后能夠得到380-420V的輸出電壓，此時用Buck變換器作為一個電子負載，用于模擬兩級式微型逆變器后級的并網逆變器，并結合PID控制對直流母線進行功率解耦，通過PID控制改變電子負載的等效阻抗，使直流母線電壓穩定在400V左右。

2.2 仿真結果

設定不對稱模糊控制輸出控制信號的頻率為50kHz，仿真時間為0.02秒。

圖3為在太陽能電池板光照條件改變的條件下，使用不對稱模糊控制跟蹤太陽能電池板最大功率點的效果，在光照變化的條件下，能夠在0.0005s內跟蹤到最大功率點。

圖3 最大功率跟蹤效果

圖4為交錯反激變換器輸出電壓，即為兩級式微型逆變中直流母線上功率解耦電容Cbus的電壓，由于太陽能電池板最大功率點的工作電壓會受光照條件影響，在通過交錯并聯反激電路電壓變換后輸出電壓出現波動，此時PID控制結合等效電子負載模擬后級逆變器，對直流母線進行功率解耦，同時能夠盡快穩定直流母線的電壓。

圖4 直流母線功率解耦效果

分析交錯并聯反激變化器內部的電流變化，控制信號頻率為50kHz，此時的占空比略小于50%，取其中的5個周期，即0.0001s的時間進行分析，如圖8為太陽能電池板輸入到交錯反激變換器的電流波形Iin，在5個周期內出現10個電流脈沖，頻率翻倍通過使用交錯并聯反激技術，可減小充電電流紋波、減小電容兩端電壓幅值變化、減小電容的溫升，這樣能夠延長輸入去耦電容C的壽命[8]。

3 結論

本文通過對交錯并聯反激電路的原理進行分析，提出將該種電路應用于兩級式微型逆變器中，并使用不對稱模糊控制進行最大功率跟蹤，最后通過matlab/simulink進行仿真驗。通過分析仿真結果，可以得到該變換能夠使用在兩級式微型逆變器中，它與單反激變換器相比能夠使系統的功率翻倍。并且由于交錯并聯技術的使用，能夠使輸出電流進行線性疊加，輸入輸出電流脈沖的頻率加倍或者電流紋波脈沖的頻率加倍，減小輸出端電壓紋波，延長微型逆變器中功率解耦電容的壽命，改善兩級式微型逆變器中解耦電容容易損壞的缺點。本文提出的方法對提高兩級式微型逆變器的功率，壽命，經過仿真和實驗證明了具有一定的實用性和工程應用價值。