含耦合電感的高增益準Z 源DC/DC 變換器?

房緒鵬題曉東綦中明林 強

(山東科技大學電氣與自動化工程學院，山東 青島 266590)

在光伏電池、燃料電池等新能源發電系統中，其輸出電壓遠低于并網運行的電壓，因此需要高增益的DC/DC 變換器將低電壓轉變成為可供負載直接使用或并網所需要的高電壓[1]。為了解決傳統升壓變換器升壓能力不足的問題，國內外諸多學者研究出了多種拓撲結構來提高變換器的電壓增益:(1)Z 源直流變換器，2002 年彭方正提出了Z 源網絡[2]，并在之后又提出了準Z 源等改進型結構[3]，這兩種變換器與傳統直流變換器相比，升壓能力得到改善，但是依然存在著電壓增益受占空比的制約，未能得到顯著的提高；(2)多級變換器[4]，雖然能顯著提高變換器的電壓增益，但使用更多的器件，降低了效率，控制方法更加復雜；(3)開關電容和開關電感技術[5]，可將多個開關電容或開關電感結構并聯組合在一起，使電壓增益成倍增加，但是電路使用的元器件較多，導致變換器體積增大，成本增高；(4)耦合電感技術[6]，變換器的電壓增益調節維度更加寬廣且避免工作在極限占空比，無源箝位技術的引入，可吸收漏感，減小了因耦合電感引起的開關管電壓尖峰，簡化了電路拓撲結構，提升了能量的傳輸效率。

由于采用耦合電感能夠在一定程度上減少電路中的無源元件，提高變換器的功率密度和升壓能力，因此近些年有大量學者投入到磁耦合阻抗源網絡的構建工作中，其中文獻[7]對構造磁耦合阻抗源網絡進行了總結，對比現有的磁耦合阻抗源網絡，性能比較好的有Trans-Z 源、Y 源、Δ 源、TZ 源。與含有兩繞組耦合的Trans-Z 源相比，含三繞組耦合的Y源和Δ 源以及含四繞組耦合的TZ 源，不夠輕便而且不經濟。相比之下，兩繞組耦合的結構更加簡單、經濟、重量小、可靠性高。

結合兩繞組耦合電感結構的優勢，提出了一種含耦合電感的高增益準Z 源DC/DC 變換器，在耦合電感的初級繞組配合準Z 源網絡的二極管和電容形成吸收回路，可以對漏感能量進行回收利用，削減了開關器件電壓應力及電壓尖峰，提升了變換器效率；次級連接電容和二極管形成升壓單元，可以對功率回路中的電容進行充電儲能，以實現電壓增益的提高。分析了其運行原理及工作性能，最后通過實驗證明了理論推導的可行性。

1 電路拓撲及工作原理

1.1 拓撲結構

圖1 為含耦合電感的高增益準Z 源DC/DC 變換器的拓撲結構。耦合電感和二極管VD2以及儲能電容C3形成升壓單元。為了方便分析，耦合電感由一個勵磁電感Lm、一個理想變壓器及一個漏感Lk的并聯結構等效替換[8]；等效電路如圖2 所示。其中，匝數比為N1∶N2＝1 ∶n，Uin為輸入電壓，Uo為輸出電壓，S 為MOSFET 開關管，C1，C2，C3為儲能電容；C4為濾波電容；R為負載電阻。

圖1 所提變換器的拓撲結構

圖2 變換器等效結構

為方便分析變換器工作原理，可假設電路中的所有電感足夠大，以確保電感電流在連續導通狀態下工作；電容足夠大，使其在穩定狀態下保持電壓不變；電路中的開關管、二極管均為沒有開關損耗且導通和關斷時間為零的理想器件[9]。

1.2 工作原理

在一個開關周期Ts內，該變換器有如下三種工作模態。圖3 為變換器的主要元器件的波形圖。圖4為該變換器在每個工作模態下的等效電路圖。ugs為開關管S 驅動信號，iL1，iLm，iLk為流過L1，Lm，Lk的電流；us，is為流過開關管S 的電壓和電流；uVD1，uVD2，uVD3為二極管VD1，VD2，VD3的電壓，iVD1，iVD2，iVD3為二極管VD1，VD2，VD3的電流。

圖3 變換器主要工作波形

圖4 變換器各模態等效模型圖

模態1[t0～t1]S 導通，VD2導通，VD1，VD3關斷。Uin和C1通過S 向輸入電感L1及副邊繞組N2充電，流過電感L1兩端的電流呈增大趨勢；C2給Lm，Lk充電儲能；N2由于變壓器效應，次級漏感電流使VD2導通，使得次級漏感流入C3。在t＝t1時，該模態結束。

模態2[t1～t2]S 繼續導通，VD1，VD3關斷，VD2由于次級漏感充電完畢，反向截止關斷。Uin和C1繼續向輸入電感L1及副邊繞組N2充電，C2向Lm，Lk充電儲能；此模態下C3的電壓依然等于N2的電壓，VD2兩端形成等電位點，電壓近似為0。

模態3[t2～t3]S 關斷，VD1，VD3導通，VD2關斷。Uin與L1向C2充電儲能；Lk和N1通過VD1把能量轉移給C1；Uin，L1，Lm，N2和C3共同把能量提供給負載，從而提高了輸出電壓Uo，電感電流iL1，iLm下降至大于零的某一值，t＝t3時刻，此模態結束，完成一個周期的工作。

2 變換器的穩態特性分析

2.1 變換器增益特性分析

為簡化分析，根據上述三種工作模態進行電壓關系推導。

由模態1、模態2 等效電路可得:

由模態3 等效電路可得:

根據電感L1，N1，N2伏秒平衡原理，對式(1)、式(2)整理可得:

式中:D為開關占空比，Ts為一個開關周期，并對上式計算化簡可得:

得到該變換器的電壓增益為:

圖5 為電壓增益G與n以及占空比D的關系。可以看出電壓增益與n和D是成正比的關系，當選取的n與D越大時，獲得的電壓增益越高。

圖5 電壓增益變化曲線

2.2 開關管及二極管電壓應力分析

根據以上工作模態進行推導計算，可以得出開關管S 及二極管的電壓應力分別為:

當輸出電壓Uo一定時，二極管VD1和VD3的電壓應力是和Uo相等的，開關管S 的電壓應力隨著匝數比(1/n)的減小而減小；而VD2的電壓應力隨著匝數比的減小而增大，所以綜合考慮開關管S 和二極管VD2的電壓應力，在選取匝數比時不應過小。

2.3 變換器的性能對比分析

表1 為所提變換器與文獻[10]所提Trans-Z變換器以及文獻[11]所提改進型Trans-Z 變換器的特性對比。可知所提變換器的電壓增益，得到了顯著的提高，并且還降低了開關管S 以及VD1電壓應力。

從表1 可知，Trans-Z 變換器和改進型Trans-Z變換器都是通過增大耦合電感匝數比來提高變換器的升壓能力；而本文所提變換器與其最大的不同在于匝數比越小，升壓能力越強。有助于選擇磁芯尺寸小的電感元件，可減小漏感，進而降低變換器的體積和成本。為合理對比其性能，匝數比同為1 ∶1，變換器的電壓增益曲線對比如圖6 所示，可以看出所提變換器電壓調節范圍更寬，在高電壓增益方面的優勢更大。

表1 工作特性對比

圖6 電壓增益曲線對比

3 仿真驗證

在MATLAB/SIMULINK 軟件中對該電路拓撲進行建模并進行仿真驗證[12]，主拓撲元器件參數見表2。

表2 拓撲元器件參數

選取了一些重要元件的仿真波形如圖7 所示，各元器件的波形在短暫的波動后，電壓和電流均能達到穩定的狀態，同時也驗證了理論分析與仿真結果的一致性。

圖7 仿真波形

4 實驗驗證

為了驗證理論推導的正確性，根據圖1 的拓撲結構制作了一臺140 W 的樣機。應用型號為TMS320F28335 的開發板作為核心控制器件產生PWM 控制信號，全控開關型號選用H25R1202，驅動板型號為TX－DA962D[13]，實驗元件參數詳見表2，各元器件的實驗波形如圖8 所示。

圖8 實驗波形

在圖8(a)中輸入電壓為24 V，輸出電壓117 V，與120 V 的理論值非常接近，從輸入電流的波形中可以看出，輸入電流連續；圖8(b)分別為C1，C2，C3的電壓波形，其電壓分別為23.2 V，47 V，46.8 V，與理論值也基本吻合，而且遠小于Uo，具有較小的電容電壓應力；圖8(c)和(d)為開關管S 和二極管分別對應的電流和電壓，S 和VD2的電壓均為59 V，僅為Uo/2，有助于選擇電壓應力低、通態損耗小的開關器件；VD1和VD3電壓大小相等，與理論值基本符合。從其對應的電流波形可以看出，流過開關管S 的電流較小，基本實現了零電流啟動，二極管VD1，VD2，VD3的電流均可以自然回零關斷，避免了反向恢復的問題。在考慮到器件損耗、線路內阻、耦合電感漏感等不可避免因素影響下[14]，各元器件的實驗電壓與理論推導電壓吻合較好，同時驗證了理論分析的合理性。

圖9 為通過實驗和仿真得到的效率對比曲線圖。從圖中可知，本文所提變換器效率高于文獻[10]所提Trans-Z 變換器的效率，當負載的功率為150 W 時，效率最高，大約為94.6%。

圖9 效率對比曲線

5 結論

提出了一種含耦合電感的具有高升壓、低電容電壓應力的準Z 源DC/DC 變換器，通過詳細的理論分析及實驗，證明了該變換器有如下特點:耦合電感以小于等于1 的匝數比工作時，可以實現更高的電壓增益輸出，當匝比小于1 時，有利于選擇磁芯尺寸小的電感元件，可減小漏感，降低變換器容量和體積；漏感能量可以被重新吸收利用，開關器件的電壓尖峰得到顯著降低，電壓應力大大減小；輸入電流平穩連續，電容電壓應力小，使得變換器的能量傳輸效率和工作可靠性得到了很大的提升。綜上所述，所提出的變換器可應用于低壓可再生新能源發電領域。