雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)中的雙開關整形技術

周 相，潘子龍，陳絨，程新兵，楊建華，錢寶良，呂朋杰

(1.國防科技大學前沿交叉學科學院，湖南 長沙 410005；2.湖南云箭集團有限公司，湖南 長沙 410000)

目前，脈沖功率技術正朝著固態(tài)化、高功率、高重復頻率和長使用壽命等方向發(fā)展[1-7]。由于磁開關具有重復頻率高(1～106Hz，與磁芯材料及復位系統(tǒng)有關)、使用壽命長(可達到108～109次)、耐壓高(最高工作電壓可達1 MV)、通流能力強(100～1000 kA)等優(yōu)點[8-12]，因而在脈沖功率技術中得到了廣泛的應用。分數(shù)比可飽和脈沖變壓器(Fractional-turn Ratio Saturable Pulse Transformer,FRSPT)兼具升壓和磁開關的特性，使得磁場能量能夠被充分利用，是高功率脈沖調(diào)制器系統(tǒng)中替代開放磁芯變壓器的潛在器件。一方面FRSPT能夠解決普通繞組形式的可飽和脈沖變壓器(Saturable Pulse Transformer,SPT)[13][14]不能兼顧高升壓比和低次級飽和電感的問題，在大變比充電的同時保證輸出快前沿脈沖；另一方面，F(xiàn)RSPT能夠大大降低原邊充電電壓，使得原邊采用大功率半導體開關如晶閘管等成為可能。

FRSPT應用在微秒脈沖發(fā)生器中與脈沖形成模塊配合可以獲得高質(zhì)量的準方波信號，但當線繞式FRSPT應用在百納秒的低阻高功率脈沖調(diào)制器中時，由于其次級繞組本身結構電感的存在，F(xiàn)RSPT飽和電感較大，達到了幾個μH，難以獲得理想的脈沖整形效果。要想在采用FRSPT的百納秒高功率脈沖調(diào)制器中獲得大電壓升壓比的同時得到快前沿的脈沖，還需要探索基于FRSPT和脈沖形成模塊的新的整形技術。

本文針對上述問題，提出并研究了一種基于FRSPT和低阻雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)中的雙開關整形技術，在FRSPT次級等效磁開關的基礎上，加入了整形開關，改變了脈沖形成的過程，能夠有效改善脈沖整形效果。雙開關整形技術能夠有效應用在分立雙線、同軸Blumlein線、層疊線等雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)中。

1 理論分析與電路仿真

為了解決同軸Blumlein線中混合液的耐壓問題，克服同軸Blumlein線內(nèi)外線阻抗不一致帶來的弊端，國防科技大學楊建華研究員在2013年提出了分立雙線的想法[7]，即采用兩條分立的單脈沖形成線(Pulse Forming Line,PFL)構成雙脈沖形成線(Pulse Double Forming Line,PDFL)，其結構如圖1所示。

圖1 雙脈沖形成線結構圖Fig.1 Structure diagram of PDFL

為了在不增加形成線幾何長度的情況下提高輸出脈沖寬度，采用了螺旋線。螺旋分立雙線由兩根獨立的單螺旋脈沖形成線PFL_A和PFL_B構成，PFL_A和PFL_B的尺寸基本一致，以保證兩條單螺旋脈沖形成線阻抗與傳輸時延一致。其中，PFL_A和PFL_B的內(nèi)筒可等效為同軸Blumlein線的中筒，PFL_A的外筒等效為同軸Blumlein線的內(nèi)筒，PFL_B的外筒與同軸Blumlein線的外筒等效。與傳統(tǒng)的同軸Blumlein線相比，采用螺旋分立雙線結構的脈沖形成線(Pulse Forming Line,PFL)能夠獲得更大的電脈沖功率、更高的能量效率和更好的波形質(zhì)量。

為了結合FRSPT和分立雙線的優(yōu)勢，本文提出并研究了一種基于FRSPT和低阻脈沖形成線的雙開關整形技術，在FRSPT次級等效磁開關的基礎上，加入了整形開關，改變了脈沖形成的過程，有效改善脈沖整形效果。

1.1 理論計算

下面以螺旋分立雙脈沖形成線為例，對雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)中的雙開關整形技術進行分析和計算。

圖2為設計的基于雙開關整形技術的脈沖調(diào)制系統(tǒng)電路原理圖，其中C0為儲能電容，L0為充電電感，Lg為分立雙線的接地電感，為分立雙線提供充電回路，S1為整形開關，Lc為整形開關S1的結構電感，Lk、Rk分別為回路中的雜散電感和雜散電阻。晶閘管開關S0導通后，儲能電容C0通過FRSPT對分立雙線PFL_A與PFL_B充電，當充電至一定電壓后，磁開關飽和，PFL_A、PFL_B與接地電感Lg諧振，當諧振電壓達到一定值后，整形開關S1閉合，PFL_A與PFL_B開始向負載R放電，輸出準方波信號。整個整形過程分為3個階段：依次為充電階段、諧振階段以及波形成的放電階段。

圖2 基于雙開關整形技術的脈沖調(diào)制系統(tǒng)電路圖Fig.2 Circuit diagram of pulse modulation system based on the dual-switch modulation technique

1.1.1 充電階段

(1)

其中UC0(t)、UC(t)與UC1(t)分別是電容C0、C和C1上的電壓，由于分立雙線是由兩根尺寸基本一致的單線構成的，因此有C1=C。

圖3 充電階段等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit diagram of charging period

列出圖3的回路方程：

(2)

滿足約束條件UC0(0)=U0，UC(0-)=UC(0+)=0，UC1(0-)=UC1(0+)=0，式中U0為儲能電容C0上的初始電壓。

通過Laplace變換求解可以得到：

(3)

其中

1.1.2 諧振階段

FRSPT磁芯飽和后，在其飽和電感較大的條件下，由于電路的時間常數(shù)遠大于脈沖形成線的傳輸時延，因此，分立雙線仍然可做電容等效，此時等效電容C與FRSPT次級飽和電感LS、接地電感Lg構成諧振電路，如圖4所示。其中，S為FRSPT次級等效磁開關，LS為等效的FRSPT次級飽和電感，i2與i3分別為圖中所示兩個網(wǎng)絡的網(wǎng)口電流。

列出圖4所示電路的回路方程：

(4)

當t=Ts時刻，F(xiàn)RSPT磁芯飽和，即圖4中開關S閉合，滿足初始條件：

解方程組得：

(5)

其中

圖4 FRSPT飽和后分立雙線的等效諧振電路Fig.4 Equivalent resonant circuit of PDFL after FRSPT saturation

1.1.3 放電階段

大飽和電感下雙開關整形技術放電的等效電路結構如圖5所示，其中，Ls為磁開關飽和電感，PFL_A與PFL_B為形成線，且具有相同的阻抗Z0和傳輸時延τ0，R為負載，滿足R=2Z0，S1為整形開關。

圖5 放電階段等效電路圖Fig.5 Equivalent circuit diagram of discharging period

S1閉合前，形成線在磁開關閉合后與接地電感諧振，理想情況下，PFL_A內(nèi)芯兩端充電電壓均為-V0，外芯均接地，電勢為0；PFL_B左側內(nèi)芯充電電壓為-V0，外芯充電電壓為-2V0，右側內(nèi)芯不參與諧振，電壓仍為V0，外芯懸空，電勢為懸空零電勢，PFL_B左右兩側電勢差均為V0，PFL_B中無靜電荷流動。S1閉合前，負載R上無靜電流通過，S1閉合后，可以利用行波傳播的觀點分析兩條形成線的放電過程。

S1閉合后，由于飽和電感Ls很大，對于幾十納秒前沿的高頻脈沖信號來說PFL_A左側端口可以視作開路，PFL_B右側也是開路，則二者的端口反射因子ρ均為+1；負載阻抗匹配，則R=2Z0，R左右兩側行波輸入R的反射因子均為(3Z0-Z0)/(3Z0+Z0)=1/2。值得注意的是，當ωLs與Z0可比擬或遠大于Z0時，PFL_A與PFL_B的反射系數(shù)、透射系數(shù)關于負載R對稱。

設當t=Ts+t_delay，開關S1閉合，PFL_B左側內(nèi)外芯電壓波在負載處發(fā)生透反射，PFL_B內(nèi)芯幅值為-V0的電勢在負載右側產(chǎn)生-V0/2的一級電壓波向PFL_B方向傳播；PFL_B外芯幅值為-2V0的電勢在負載右側產(chǎn)生-V0的一級電壓波向PFL_B方向傳播；事實上，即等效為負載處產(chǎn)生透反射的電壓波幅值為V0。反射波幅值為V0/2，透射波的幅值為入射波和反射波幅值之和，即V0+V0/2=3V0/2。此時，由于負載R與PFL_A分壓，則進入PFL_A的透射波幅值為V0/2，R兩端的電勢差為V0(由于R左側接地，負載兩端電壓為-V0)。

進入PFL_A的一級電壓波向PFL_A左端傳播，由于PFL_A上原本存在-V0的電勢，當t=Ts+t_delay+τ0時(τ0為單根形成線的傳說時延)，PFL_A的電勢為-V0+V0/2=-V0/2，此時，幅值為V0/2的一級電壓波在PFL_A左側開路端口發(fā)生透反射，產(chǎn)生幅值為V0/2的二級電壓波，向負載R傳播，并將PFL_A上原有的-V0/2電勢抵消；在另一方向，幅值為-V0/2的一級電壓波逐漸將PFL_B內(nèi)芯電勢變化為V0/2，并在PFL_B右側產(chǎn)生透反射，由于PFL_B右側為開路，外芯為懸空零電勢，于是在PFL_B右側產(chǎn)生了幅值為-V0/2的二級電壓波，并向負載R傳播，同時將PFL_B上原有的V0/2電勢抵消；當t=Ts+t_delay+2τ0時，這兩支二級電壓波到達負載，并相互抵消，放電過程結束。

在t=T0至t=T0+2τ0內(nèi)，負載R上獲得了幅值為-V0，脈寬為2τ0的方波信號。

通過以上分析可以得知：由于兩條形成線內(nèi)芯為電連接，外皮為負載的兩端，且PFL_A與PFL_B的反射系數(shù)、透射系數(shù)與波過程均關于負載R對稱，可等效為負載兩端加載了幅值為-2V0的電脈沖；從電路的角度分析，PFL_A與PFL_B在整形開關S1閉合前分別有幅值為-V0的電脈沖加載，在整形開關S1閉合后PFL_A與PFL_B作為單脈沖形成線分別向負載放電，負載上的輸出電壓波為兩條單線放電的疊加波形。整體來看，基于雙脈沖形成線的雙開關整形技術，其放電過程可等效為電壓幅值為-2V0的單脈沖形成線放電過程。

1.2 電路仿真

采用如圖2所示的基于雙開關整形的長脈沖調(diào)制器電路，設開關結構電感Lc=60 nH，初級儲能電容C0=280 μF，充電電感L0=0.08 μH，變壓器初次級繞組電感分別為L1=1 μH，L2=4 mH，耦合系數(shù)keff=0.99，設計的單根PFL阻抗Z0=2.8 Ω，傳輸時延τ0=50 ns，則等效電容C=17.85 nF，若零時刻電容C0充電至U0=1100 V，得到電路仿真結果如圖6所示。

由圖6可知，初始時刻，儲能電容通過FRSPT對分立雙線充電，t=Ts時刻FRSPT次級繞組飽和，電路開始進入諧振階段，經(jīng)過t_delay的時間，整形開關S1導通，從電路形式上看，分立雙線可等效為單線向負載放電，負載上得到的電壓幅值為諧振電壓的一半，脈寬為兩倍傳輸時延。上述仿真結果與理論分析一致，再次驗證了雙開關整形技術理論計算的正確性。

為了對比說明大飽和電感下雙開關整形技術相對于傳統(tǒng)單開關調(diào)制的優(yōu)越性，對于圖2所示的電路，將整形開關S1去掉即為傳統(tǒng)的單開關調(diào)制電路，保持仿真參數(shù)一致，調(diào)節(jié)FRSPT次級飽和電感值Ls的值，得到負載上的輸出波形如圖7(a)所示。

(a) 充電階段

(b) 諧振階段

(c) 放電階段圖6 模擬仿真結果Fig.6 Results of simulation

在傳統(tǒng)的單開關調(diào)制電路中，以FRSPT次級等效磁開關為放電主開關時，由圖7(a)可知，即使FRSPT次級飽和電感Ls=50 nH時，負載輸出波形前后沿依然很長，超過了50 ns，且?guī)缀鯖]有脈沖平頂。若次級飽和電感Ls達到μH量級，則負載波形完全成為三角波。一般而言，在變壓器對形成線充電的電路拓撲結構中，采用氣體開關作為傳統(tǒng)單開關調(diào)制技術的主開關時，將開關電感減小至幾十nH是可能的。但對于FRSPT來說，它在作為磁開關的同時，也是調(diào)制器系統(tǒng)中的升壓元件，在保證變壓器大變比的同時，要想將其飽和電感減小至50 nH以下是十分困難的。

圖7(b)給出了次級飽和電感Ls=2μH時兩種調(diào)制方式的對比，可以明顯看到，加入了整形開關S1的雙開關整形技術能夠獲得更好的整形效果。

(a) 不同飽和電感下單開關調(diào)制的輸出波形

(b) 相同飽和電感下的兩種調(diào)制方式對比圖7 單、雙開關整形仿真結果Fig.7 Simulation results of single and dual switch modulation

2 實驗研究

為了驗證雙開關整形技術在不同雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)的可行性，實驗分為兩個部分：一是基于螺旋分立雙線的雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)，二是基于Blumlein型平板脈沖形成網(wǎng)絡(Pulse Forming Network,PFN)的雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)。基于螺旋分立雙線的雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)實驗裝置電路結構如圖1所示，基于Blumlein型平板PFN的雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)實驗裝置電路結構如圖8所示。

圖8 實驗裝置電路結構圖Fig.8 Circuit diagram of experimental device

兩個實驗裝置都采用高壓硅堆D作為隔離元件，氣體開關S1作為整形開關。

2.1 基于分立雙線的實驗裝置及結果

基于螺旋分立雙線脈沖調(diào)制系統(tǒng)的雙開關整形實驗裝置如圖9所示，濾波電容Cf采用兩個400V/6.8 mF的電解電容串聯(lián)而成；原邊電容C0采用4個3 kV/70 μF的脈沖電容器并聯(lián)，原邊開關S0為兩個1600 V/1200 A的快速晶閘管并聯(lián)而成。在觸發(fā)主開關后直接連接6 Ω水電阻負載。

圖9 基于分立雙線的雙開關整形系統(tǒng)實驗裝置圖Fig.9 Experimental device of dual switch modulation system based on PDFL

變壓器采用表1所示的FRSPT[15]，將其封裝在不銹鋼外殼中，并通入SF6氣體，其幾何尺寸為Φ258 mm×316 mm；分立雙線采用單股帶繞式螺旋線，參數(shù)如表2所示。

表1 FRSPT參數(shù)Tab.1 Parameters of FRSPT

表2 單根形成線參數(shù)Tab.2 Parameters of single PFL

當原邊電容C0充電至350 V時，通過調(diào)整主開關的導通時刻，得到分立雙線充電端、主開關高壓端以及負載高壓端的電壓波形如圖10所示。

由圖10可知，分立雙線充電電壓為19.7 kV，充電時間為28.8 μs，負載上輸出的電壓幅值為14.1 kV，輸出電壓比充電電壓低的原因有以下三點：一是磁芯未完全磁化造成的電壓損耗，具體表現(xiàn)在磁芯飽和時間較長；二是磁芯飽和過程中的固有損耗；三是雙開關整形技術中諧振階段FRSPT次級飽和電感與隔離電感的分壓作用。由于整個系統(tǒng)阻抗較低，僅6 Ω，因而輸出波形受開關結構電感與電路雜散電感影響較大，輸出脈寬較設計值略長，為115 ns。上述實驗結果驗證了雙開關整形技術在基于螺旋分立雙線的脈沖調(diào)制系統(tǒng)中的可行性。

(a) 充電與諧振電壓波形

(b) 負載輸出波形圖10 實驗輸出波形Fig.10 Experimental output waveform

2.2 基于Blumlein型平板PFN的實驗裝置及結果

接下來，實驗采用了基于Blumlein型平板PFN的雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)來驗證雙開關整形技術的可行性，其中Blumlein型平板PFN由平板電感和陶瓷電容構成，其實物如圖11所示，它由3塊金屬銅板和多個陶瓷電容組成，其中金屬銅板構成了單元電感，基本尺寸為長500 mm、寬120 mm、厚3 mm；多個50 kV/2 nF的陶瓷電容并聯(lián)構成6個單元電容，分別對應圖8中的C1～C6，其中C1=C3=C4=8 nF，C2=C5=C6=4 nF；Blumlein型平板PFN的總高度為69 mm。設計該Blumlein型平板PFN的波阻抗為4.5 Ω，傳輸時延為90 ns。

圖11 Blumlein型平板PFN實物圖Fig.11 Physical drawing of Blumlein flat PFN

原邊儲能電容采用4個3 kV/50 μF的自愈式脈沖電容器并聯(lián)，負載采用5 Ω大功率固態(tài)電阻，隔離元件采用一個單體50 kV/1kA的圓柱形高壓硅堆。

調(diào)整開關S1氣體間隙的距離，得到了如圖12所示的實驗結果。當儲能電容充電700 V時，Blumlein

(a) 充電與諧振電壓波形

(b) 負載輸出波形圖12 實驗輸出波形Fig.12 Experimental output waveform

型平板PFN充電至6.7 kV，充電時間為1.9 μs；此后磁開關飽和，電路進入諧振階段，電壓諧振至12.2 kV時氣體間隙導通，此時距磁開關飽和(即t_delay)約475 ns，電路進入放電階段；最終在5 Ω大功率固態(tài)電阻上獲得了電壓幅值為6.4 kV，脈寬約200 ns，前沿小于30 ns的準方波信號。

將圖8中的整形開關S1去掉，采用傳統(tǒng)的單開關Blumlein型平板PFN電路調(diào)制方式，保持其他參數(shù)不變，將得到的實驗結果與圖12所示的結果對比，得到圖13。

由于Blumlein線的輸出脈沖前沿正比于回路電感，與負載阻抗成反比，因此，在低阻系統(tǒng)中，回路電感對于準方波脈沖的形成顯得尤為重要。線繞式FRSPT由于飽和電感較大，使得其應用在低阻百納秒系統(tǒng)中時會嚴重影響輸出脈沖的波形，且能量大部分損耗在飽和電感上，輸出電壓幅值也大打折扣。根據(jù)圖13，在不引入整形開關S1時，負載上輸出類三角波，半高寬為380 ns，上升前沿大于180 ns；采用雙開關整形后，負載上輸出的方波質(zhì)量得到了明顯的改善，脈寬約200 ns，前沿小于30 ns。實驗結果再次驗證了雙開關整形技術的可行性與必要性。

圖13 整形開關S1對輸出波形的影響Fig.13 Influence of modulation switch S1 on output waveforms

綜上所述，可以總結在不同類型的雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)中，采用基于FRSPT的雙開關整形技術具有以下幾點優(yōu)勢：一是能夠解決在應用FRSPT的低阻單開關調(diào)制系統(tǒng)中FRSPT較大的飽和電感與高質(zhì)量快前沿準方波輸出之間的矛盾，獲得優(yōu)良的準方波輸出；二是相比傳統(tǒng)開放磁芯變壓器，F(xiàn)RSPT的應用可以減小形成線的充電時間，降低形成線的絕緣壓力；三是對比應用氣體開關的傳統(tǒng)單開關調(diào)制技術，雙開關整形技術的主開關耐高壓時間僅為整形過程中的諧振階段(百ns-μs時間量級)，遠小于單開關調(diào)制技術中氣體開關的耐高壓時間(幾十μs時間量級)，減小了開關的設計難度。

3 結論

本文對雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)的雙開關整形技術進行了研究和初步實驗，得出主要結論如下：

(1)對大飽和電感下的雙開關整形技術進行了理論計算與仿真分析，重點對充電、諧振以及放電三個階段進行了計算和分析，在大飽和電感下，在PFL充電階段與諧振階段均可做電容等效，于是充電與諧振階段可用電路理論進行計算，得到相應的解析表達式；基于雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)的雙開關整形技術，其放電過程可等效為電壓幅值為-2V0的單脈沖形成線放電過程。

(2)在不同類型的雙線型脈沖調(diào)制系統(tǒng)中，采用雙開關整形技術可明顯改善輸出波形的方波質(zhì)量，有效解決線繞式FRSPT較大次級飽和電感與輸出百納秒快前沿信號之間的矛盾，該技術具有廣泛的應用前景。