隔離式雙向有源全橋控制策略分析及仿真研究

陳樹君，易榕仙，張景璋，余 悅

(北京工業大學材料與制造學部，北京 100020)

與Buck、Boost、正反激等傳統DC-DC 變換器相比，雙向有源全橋(DAB) DC-DC 變換器具有電氣隔離、高功率密度、寬電壓傳輸范圍和易于實現軟開關等優點，在分布式發電系統[1]、新能源汽車[2-6]和儲能系統[7-8]等領域中獲得越來越多的應用。由于DAB 拓撲中開關管較多，普通的全橋控制策略無法適用，因此學者們提出了多種DAB 控制策略，如單移相控制(SPS)、擴展移相控制(EPS)和三移相控制(TPS)等。DAB 控制復雜，在設計拓撲之初，需要建立仿真模型，對控制策略進行仿真分析。劉等[9]基于Matlab/Simulink 搭建電路拓撲模型進行仿真，發現雙移相(DPS)控制策略可以有效降低系統回流功率；Kumar 等[10]基于Matlab/Simulink 搭建電路拓撲模型仿真DPS 控制策略的電流及電感變壓器損耗。由以上可知，DAB 仿真多是采用Matlab/Simulink 仿真軟件，可以在算法層面快速準確地建立模型進行仿真，但無法觀測系統和器件的響應。而目前主流的電力電子系統和器件仿真軟件有PSIM、PSpice、Saber 等，其中PSpice 能夠根據芯片數據手冊構建較為完整的器件模型，仿真結果較為準確，是目前使用最為廣泛的電力電子仿真軟件。

目前DAB 仿真分析均是集中在算法層面，所采用的仿真模型均是理想器件，針對該問題，本文基于PSpice 仿真軟件建立實際器件模型，并搭建雙向有源全橋DC-DC 變換器電路拓撲模型。仿真分析其在不同控制策略下的電流及回流功率特性，并與理論計算相比較，驗證所建仿真模型及仿真方法的準確性，為后續研究提供設計思路。

1 DAB 工作原理

DAB 主電路拓撲結構由兩組IGBT 全橋電路、高頻變壓器、輔助電感及濾波電容構成，如圖1 所示。其中，U1為輸入電壓，U2為輸出電壓，C1、C2為濾波電容，S1～S4為變壓器原邊全橋IGBT 開關管，S5～S8為變壓器副邊全橋IGBT 開關管，變壓器原邊與副邊匝數比為n∶1，原邊全橋不同橋臂之間存在移相時間D1Ths，其中，Ths為半個開關周期時間，D1為原邊全橋內移相比；副邊全橋不同橋臂之間存在移相時間D2Ths，其中D2為副邊全橋內移相比；原邊全橋與副邊全橋之間存在移相時間D3Ths，其中D3為副邊全橋不同橋臂的內移相比。D3＞0，D1，D2=0 時的控制策略稱為SPS 控制策略，D1,D3＞0，D2=0 時的控制策略稱為EPS 控制策略，D1,D2,D3＞0 時的控制策略稱為TPS 控制策略。

圖1 雙向有源全橋DC-DC 變換器

以SPS 為例對DAB 工作模式進行分析，圖2 為不同工作模式波形圖。變壓器原邊和副邊全橋IGBT 開關管分別由占空比為50%的驅動方波電壓Uh1和Uh2驅動，由于變壓器原副邊存在內移相比，Uh1和Uh2之間也存在移相時間D3Ths。為方便分析，假設雙向有源全橋DC-DC 變換器工作在穩定狀態，忽略IGBT 開關死區時間，各器件均工作在理想狀態下。

圖2 基于SPS控制策略的工作波形

在一個開關周期內，DAB 有以下六種狀態。

(1)狀態1，即t0～t1階段，電路工作狀態如圖3(a)所示，t0時刻，開關管S2、S3關斷，S1、S4開通。由于前一個時刻流過電感電流為負，因此t0時刻，原邊通過D1、D4二極管續流，直到電流由負變0，即到t1時刻；副邊開關管S6、S7開通，S5、S8關斷，電流通過D6、D7二極管續流。此時，原邊全橋輸出電壓為U1，副邊全橋輸入電壓為－U2，電感電流iL可以表示為：

(2)狀態2，即t1～t2階段，電路工作狀態如圖3(b)所示，t1時刻，原邊電流由負變正，電流從開關管S1流入，經電感L、變壓器從S4流出，電流正向增長；副邊電流通過開關管S6、S7進行續流。此時，原副邊全橋輸出電壓均保持不變，電感電流表達式與狀態1 相同。

(3)狀態3，即t2～t3階段，電路工作狀態如圖3(c)所示，原邊電路工作狀態不變，副邊開關管S6、S7關斷，S5、S8打開，通過二極管D5、D8進行續流。此時，原邊全橋輸出電壓為U1，副邊全橋輸入電壓為U2，電感電流表達式為：

(4)狀態4，即t3～t4階段，電路工作狀態如圖3(d)所示，t3時刻，開關管S1、S4關斷，由于電流為正，原邊電流經二極管D2、D3續流，直到電流由正變為0，即t4時刻；副邊仍經二極管D5、D8續流。此時，原邊全橋輸出電壓為－U1，副邊全橋輸入電壓為U2，電感電流表達式為：

(5)狀態5，即t4～t5階段，電路工作狀態如圖3(e)所示，t4時刻，原邊電流由負變正，從開關管S3流入，經變壓器、電感，從開關管S2流出；副邊電流經開關管S5、S8進行續流。此時，原副邊全橋輸出電壓保持不變，電感電流表達式與狀態4 相同。

(6)狀態6，即t5～t6階段，電路工作狀態如圖3(f)所示，原邊電路工作狀態保持不變，副邊電流開關管S5、S8關斷，S6、S7開通，電流經二極管D6、D7續流。此時原邊全橋輸出電壓保持不變，副邊全橋輸入電壓反向，電感電流表達式為：

圖3 一個開關周期電路工作狀態

結合式(1)～(4)以及圖2 所示波形可以得到在SPS 控制時，最大電流與回流功率分別為：

式中：D為原副邊全橋外移相比；k=U1/(nU2)。

傳輸功率、電流經過標幺化，其表達式分別為：

將式(7)代入式(8)，求得最優電流表達式為：

EPS 和TPS 基于SPS 控制策略得到，其工作模式分別如圖4 所示，電流、回流功率及最優電流推導與SPS 相同。

圖4 基于不同控制策略的工作波形

基于EPS 控制的最大電流、回流功率分別為：

式中：D1、D2分別為原邊全橋內移相比及原副邊全橋外移相比。

最優電流表達式為：

基于TPS 控制的最大電流、回流功率分別為：

最優電流表達式為：

2 DAB 電路仿真

2.1 仿真模型搭建

根據設計要求，雙向有源全橋DC-DC 變換器輸出電壓為50 V，最大輸出電流為50 A，因此選擇原副邊IGBT 型號為英飛凌公司的FF100R12RT4，額定輸出電流為100 A，滿足設計要求。PSpice 軟件自帶模型編輯器Model Editor，該編輯器有兩種建模方法，一種是基于特性曲線建模，另一種是基于特征參數建模，本文采用基于特征參數建模。根據FF100R12RT4 數據手冊，在Model Editor 中對IGBT 進行建模，所建模型主要參數如表1 所示。

表1 FF100R12RT4 主要參數

圖5(a)為在PSpice 中搭建的雙向有源全橋DC-DC 變換器拓撲結構仿真模型，圖5(b)為IGBT 驅動電路模型，驅動電壓為15 V/－8 V，保證IGBT 可靠的導通和關斷，圖5(c)為驅動電路所輸出的驅動波形，與實際驅動波形一致。

圖5 DAB仿真模型

該模型相關參數如圖5(a)所示，圖中所列參數均為實際設計參數。輸入電壓為540 V，為三相電整流濾波后得到的直流母線電壓，經原邊全橋IGBT 逆變產生高頻方波，通過高頻變壓器傳遞到變壓器副邊。副邊經全橋IGBT 之后，再經濾波電容濾波，最終輸出近似恒定的50 V 電壓。變壓器匝比為7∶1，由兩個電感耦合組成，耦合系數設為1，即變壓器原副邊完全耦合。

2.2 仿真結果

在保持輸入電壓540 V，輸出電壓恒定50 V 條件下，對三種控制策略的電流以及回流功率進行仿真分析。

圖6 為三種控制策略下原副邊全橋輸出電壓及電感電流的PSpice 仿真波形，此時SPS 控制策略下移相比D為0.62，電感電流最大值為17.06 A，將移相比D和電壓變換比k代入式(5)計算最大電流iSPS_max=17.15 A；EPS 控制策略下移相比D1=0.1，D2=0.68，電感電流最大值為16.18 A，將移相比和電壓變換比代入式(10)計算最大電流iEPS_max=16.2 A。TPS 控制策略下移相比D1=0.16，D2=0.32，D3=0.44，電感電流最大值為14.4 A，將移相比和電壓變換比代入式(13)計算最大電流iTPS_max=14.23 A。

圖6 三種控制策略下原副邊全橋輸出電壓及電感電流波形

以上三種控制策略的最大電感電流的PSpice 仿真結果與理論計算結果相吻合，表明所建DAB 拓撲結構仿真模型較為準確，將移相比與電壓變換比代入式(6)計算基于SPS 控制策略的回流功率PSPS_bf=1 506 W。同理計算基于EPS 控制策略的回流功率PEPS_bf=798 W，基于TPS 控制策略的回流功率PTPS_bf=258 W。

結合以上計算及圖6 分析，基于TPS 控制策略的最大電流相較于SPS 控制策略降低15.6%，為2.66 A，回流功率降低82.9%，為1 248 W；基于TPS 控制策略的最大電流相較于EPS控制策略降低11%，為1.78 A，回流功率降低68%，為540 W。在輸出電壓相同的情況下，采用TPS 控制策略，其電流、回流功率及器件負荷最小，負載消耗大部分功率，小部分功率回流到電源，能量利用率高。

圖7 為基于SPS、EPS、TSP 控制策略的最優電流對比曲線，對于相同的傳輸功率P0，三種控制策略的最優電流均隨著電壓變換比k增大而增大；同理，對于相同的電壓變換比k，三種控制策略的最優電流均隨著傳輸功率P0增大而增大。相同傳輸功率情況下，當k=1 時，三種控制策略的最優電流相等；當k＞1 時，基于TPS 控制策略的最優電流始終小于前兩者，且k值越大，基于TPS 控制策略的最優電流與前兩者差值越大。相同電壓變換比情況下，傳輸功率P0越大，基于TPS控制策略的最優電流與前兩者差值越大。理論分析表明，DAB 工作在較大電壓變換比和輕載狀態下，TPS 控制策略可以有效減小電流，降低器件損耗。

圖7 基于TPS、EPS、SPS 控制策略的最優電流對比曲線

3 結論

本文對DAB 分別在SPS、EPS 和TPS 控制策略下工作模式進行了分析，經過理論推導得到電流和回流功率計算公式。基于PSpice 仿真軟件建立了實際器件模型，并搭建了雙向有源全橋DC-DC 變換器電路拓撲模型。通過仿真，得出三種控制策略下的電流和回流功率。結果表明，TPS 控制策略下，電流、回流功率及器件負荷最小，有小部分功率回流到變壓器一次側，能量利用率最高，仿真結果與理論計算結果相吻合。驗證了所建仿真模型及仿真方法的準確性，能夠真實地顯示電路工作特性，為后續深入研究提供參考。