基于移相變頻控制的全橋型LLC諧振DC-DC變換器

申宏偉，張昊東，萬志華，曹 帥

（北京航天發射技術研究所，北京 100076）

0 引 言

基于LLC諧振拓撲的DC-DC變換器具有效率高、功率密度高和電磁干擾小等優點，在通信電源、鋰電池充電器、PC電源等領域得到了較為廣泛的應用[1-3]。然而，由于其具有增益-頻率敏感性，因此不適用于寬輸入或者寬輸出電壓范圍的場合。針對這個問題，可以從硬件和軟件兩方面考慮。從硬件上考慮，可以通過在基本的LLC諧振拓撲的基礎上增加輔助電路或采用串并聯等組合形式，生成衍生變形拓撲，但是這樣會增加硬件的復雜度，使可靠性有所降低，同時產品的硬件成本也不可避免地有所增長。而從軟件上考慮，可以單純通過優化控制算法，從而提高采用LLC諧振拓撲的DC-DC變換器在寬電壓范圍應用場合時的性能和適應性，這類方法不增加硬件復雜度和成本[4-6]。本文依據第二種解決思路，提出一種基于移相-變頻協同控制的全橋型LLC諧振DC-DC變換器，實現了在寬電壓范圍內的性能優化。

1 系統組成

功率主電路采用基本的四開關全橋型LLC諧振拓撲，實現DC到DC的變換，其硬件組成如圖1所示。4個功率開關管Q1-Q4組成全橋開關網絡，將輸入直流電壓Uin斬波形成高頻交流PWM電壓提供給諧振腔，圖中D1～D4為功率開關管內部寄生的體二極管，Cds1～Cds4為開關管漏極和源極之間的結電容。Lr、Lp和Cr分別是串聯的諧振電感、并聯的諧振電感和諧振電容，三者組成LLC諧振腔。T為高頻功率變壓器，將變壓器原邊和變壓器副邊進行了電氣隔離，同時對兩側電壓幅值依照線圈匝比進行了比例變換。整流二極管DR1-DR4和濾波電容CO組成全橋整流濾波電路，將變壓器副邊輸出的交流PWM電壓整形，濾除交流分量，輸出更加平穩規則的直流電壓UO，提供給負載RLd。

2 工作原理

為了在寬電壓范圍內優化LLC諧振變換器的性能，需要保證：原邊開關管工作在ZVS開通模式，從而消除開通損耗；副邊整流二極管工作在ZCS關斷模式，從而消除反向恢復損耗；使原邊開關管關斷時的電流盡量小，從而減小關斷損耗。為了達到上述目的，需控制全橋LLC諧振變換器工作在臨界導通模式，即副邊整流二級管電流處于連續和斷續之間的臨界狀態。

在臨界狀態下，忽略死區時間，根據四開關全橋型LLC諧振拓撲的工作原理，可將其半個周期的工作過程劃分為3個主要模態，如圖2所示。對每個模態分別建立數學方程，并根據模態間的轉換關系和電路的對稱性，確定方程的初始和結束條件。

2.1 模態1 （t0～t1階段）

Q1和Q3開通，Q2和Q4關斷，變壓器副邊電流從0開始增加，等效電路如圖2中（a）所示。

根據電路建立方程組：

初始條件：

解得：

其中：

2.2 模態 2（t1～t2）

t1時刻Q2開通，Q1關斷，進入到移相區的工作階段，等效的電路如圖2（b）所示。設移相角位θ，續流角為α，則：

模態2方程組：

初始條件：

解得：

其中：

2.3 模態3（t2～t3階段）

t2時刻，Q3關斷，Q4開通，t3時刻變壓器副邊電流降為0，等效電路如圖2（c）所示。

圖2 臨界模式等效電路圖

初始條件：

解得：

其中：

根據電路的對稱性，終值條件為：

在Matlab中對上述方程組進行數值求解，求得開關頻率與移相值的對應關系如圖3所示，將得到的結果整理成兩個下標一一對應的數組，寫入程序中作為生成PWM信號的控制表格。

圖3 開關頻率與移相角的對應關系

3 控制程序設計

環路控制部分采用典型的內外雙環的控制架構，如圖4所示，電流環為外環，輸出電流反饋值和參考電流值做差之后經過電流環PI計算，輸出作為電壓環參考值。電壓環為內環，將電流環輸出作為電壓設定值，與輸出電壓反饋值做差之后經過電壓環PI計算生成控制量，以控制量作為指針，進行查表計算，生成對應開關頻率和移相值的PWM信號，從而控制全橋LLC工作，實現恒壓或恒流控制。

圖4 環路控制示意圖

控制核心采用F28335，在定時中斷中進行環路計算和PWM控制，中斷程序流程圖如圖5所示。

圖5 中斷程序流程

控制器產生PWM信號的工作原理如圖6所示，PWM1輸出兩路互補信號PWM1A和PWM1B用來驅動滯后橋臂的兩個開關管。PWM2輸出兩路互補信號PWM2A和PWM2B，用來驅動超前橋臂的兩個開關管。周期寄存器和相位寄存器啟用影子寄存器功能，在PWM1的更新事件發生時，程序中寫入新的周期值和移相值。在PWM2的下次更新事件發生時，PWM2的新周期值寫入到影子寄存器，PWM2的周期值更新。在PWM1的下次更新事件發生時，PWM1的周期值、PWM1和PWM2之間的移相值更新。

圖6 產生PWM信號的原理示意圖

4 仿真驗證

在電路仿真軟件中搭建仿真模型，功率電路仿真模型如圖7所示，驅動電路仿真模型圖8所示。帶移相和死區的4路PWM信號仿真結果如圖9所示。LLC諧振腔電流波形和開關管漏極和源極之間的電壓波形仿真結果如圖10所示。

圖7 功率電路仿真模型

圖8 驅動電路仿真模型

圖9 帶移相和死區的四路PWM信號仿真結果

圖10 LLC諧振腔電流波形和開關管DS電壓波形仿真結果

5 實驗驗證

在理論分析和仿真驗證的基礎上，制作了一臺工程實驗樣機，額定輸入電壓360 V，額定輸出電壓350 V，輸出調壓范圍200～400 V，額定輸出電流30 A。在額定條件下，用示波器測量4路 MOSFET的驅動信號如圖11所示，測得諧振腔電流與MOSFET漏極和源極之間電壓如圖12所示。在目標范圍內，調節輸出電壓，用示波器觀察，全橋LLC諧振變換器始終工作在臨界模式附近。樣機測試結果表明，基于移相-變頻協同控制的全橋型LLC諧振DC-DC變換器的實際工作狀態與理論分析和仿真分析結果相符，實現了在寬電壓范圍內的可靠工作和性能優化。

圖11 四路驅動信號測試波形

圖12 功率電路測試波形

6 結 論

提出了一種基于移相-變頻協同控制的全橋型LLC諧振DC-DC變換器，介紹了變換器的工作原理，硬件組成、控制程序流程和控制策略。在仿真軟件中搭建了電路模型，運行仿真程序，驗證了理論分析的可行性。最后，在理論分析和仿真分析的基礎上，制作了工程實驗樣機，并進行了測試驗證。樣機實測的結果可以表明，基于移相和變頻混合控制的全橋LLC諧振變換器能夠在寬電壓范圍內正常穩定工作，符合設計預期。