復雜電網擾動下三相Vienna整流器控制策略優化

李志科，汪 宇，楊 洋

（中國船舶集團第七二二研究所，湖北 武漢 430205）

0 引 言

在特種電力系統中，整流器對于網側電流質量有非常重要的影響。當前，三相PWM整流器在航空航天、通信電源等領域應用越來越廣泛，在這些應用領域，對整流器的輸入電流的總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion，THD）有嚴格的要求，且以單位功率因數運行[1]。Vienna 整流器因為結構簡單，控制方便同時能夠滿足在大功率應用領域越來越高的使用需求，因而得到了廣泛應用。Vienna 整流器也是一種三相Boost型三電平PWM整流器，國內外學者將采用多種控制方法對其進行控制，以實現穩定的輸出電壓和輸入電流正弦的控制目標。文獻[2-5]使用了單周期控制（One Cycle Control，OCC）方案，可以保證功率因數，但是因為其參考信號采用瞬時電流，當存在諧波干擾時將嚴重影響控制效果；文獻[6,7]中使用了滑模控制，滑?？刂茖儆诜蔷€性控制的一種，對于控制器參數設計和網側電壓電流諧波不敏感，同時響應速度較快，較容易實現。但是其在滑膜的臨界區域難以實現沿平衡點移動，具有一定的局限性。

為了保證可靠性，PI控制仍然是工程中最常使用的控制策略，但當系統受到擾動時，直流電壓波動大且恢復速度相對較慢[8,9]。本文根據Vienna 整流器的電路拓撲詳細分析了其工作原理，并建立了基于兩相旋轉坐標系的數學模型；然后在數學模型基礎上設計了控制輸出電壓和輸入電流的雙閉環控制策略，根據仿真模型和實驗驗證著重分析在輸入電壓存在波動的情況下，電壓外環和電流內環控制器參數對輸入電流的影響，并確定適應實際需要的控制參數，以適應特殊場景需要。

1 Vienna整流器原理及建模

1.1 三相Vienna整流器電路拓撲

圖1為三相 Vienna 整流器主電路拓撲結構。圖中ea、eb、ec為三相輸入電壓 L1、L2、L3是感值相同的3個電感，用于儲存能量和升壓電感值均為L，R1、R2、R3是電感內阻，D1～D6為6只二極管組成三相不控整流橋，Q1～Q16為6個功率開關器件，兩兩分別組成雙向開關。

圖1 三相Vienna整流器拓撲結構

1.2 三相Vienna整流器原理建模

假設 Vienna 整流器工作在CCM模式，根據其電路特性，可以在三相靜止坐標系對其進行建模得：

式中，ea,b,c為電網輸入電壓；ia,b,c為三相輸入電流；Sjp，Sjn為三相開關管狀態（j=1,2,3）其取值為1，0，-1；udc為直流輸出電壓；uC1，uC2分別為母線電容電壓；u(A,B,C)N，uNO分別為三相電網端電壓和中點電壓。轉換為dq坐標系下數學模型為：

式中，ed，eq，id，iq分別為三相輸入電壓輸入電流在旋轉坐標系上的分量；SP,d，SN,d為開關管狀態其取值為1，0，-1。根據Vienna整流器DQ坐標系下模型，令d軸為有功分量，q軸為無功分量，從而實現對Vienna 整流器有功、無功分量的獨立控制。在對三相Vienna 整流器雙閉環控制結構中，電壓外環是對直流側輸出電壓進行控制，使其能夠穩定輸出設定的電壓。電流內環將電壓外環的輸出作為有功分量控制環的參考信號，同時將無功分量控制環參考信號設為0，以實現單位功率因數功能?；谝陨峡刂撇呗?，Vienna整流器電雙環控制框圖如圖2所示。

圖2 Vienna整流器雙環控制框圖

通過圖2，Vienna整流器dq數學模型可以看出電流內環存在耦合不能單獨控制，為了使輸入電流快速跟蹤輸入電壓變化，實現整流器PFC功能，需要對電流PI控制進行解耦，如圖3所示。

圖3 電流環解耦框圖

通常設定無功給定電流iq=0。由于電流環速度比較快，因此考慮設計典型 Ⅰ 型環節，考慮到系統的采樣環節和輸出延時環節，電流內環的開環傳遞函數為：

圖4 電壓環控制框圖

圖5 簡化電壓環控制框圖

2 電網電壓擾動造成沖擊的原因分析

由第一節分析可知，在系統運行過程中，電壓環先開始工作，電壓環在設計時主要是為了穩定輸出電壓，并沒有以響應速度為設計指標。因此在電流環接收到來自外環的參考信號后，設定電壓與實際采樣電壓存在較大的差值，而且由于電容的存在，電壓不能發生突變，導致電壓環輸出飽和時間持續。為便于分析，忽略延遲的影響可得電流有功分量的的參考值為

式中，kvp,kvi分別為電壓環PI控制器的增益和積分系數；idref為電流參考值；Udref為電壓參考值；Udc為直流電壓。則在電壓給定值與實際采樣值偏差過大時，電壓環容易進入飽和狀態，且持續。由圖3電流環前饋解耦求解可得：

假設idref不變，求解id，iq得：

三相 Vienna 整流器在電網電壓波動時刻，電壓的設定值不變，采樣值突然發生變化，兩者存在較大偏差，經過式電流內環得到一個較大參考值，從而造成輸入電流瞬時沖擊。若此時伴隨負載擾動，沖擊電流將更加明顯。由式可知，輸入電流的有功分量和無功分量除電路器件參數外，還與PI控制環的系數有關。

由分析可知，產生沖擊電流的原因是電壓環輸出飽和，產生了電流內環有功分量參考值。為抑制電流過沖，增加PFC動態變參策略，當檢測到電壓環誤差大于125 V時，進入PFC動態變參，將電壓環PI參數增大5倍；當檢測到電壓環誤差小于設定電壓時電壓環PI參數恢復。如圖6，圖7所示。

圖6 原始PI參數Bode圖

圖7 5倍PI參數Bode圖

3 實驗驗證

3.1 仿真驗證

為了驗證以上原因分析的正確性和控制參數的有效性，在 PLECS中搭建了Vienna整流器仿真平臺。仿真模型分別在三相輸入電壓對稱且幅值穩定和存在波動條件下進行仿真測試，系統仿真模型參數如表 1所示。

表1 整流器仿真參數

為了更好地驗證電壓外環 PI 控制的抗擾動性和快速性，對仿真模型的輸入電壓增加波動。圖8、圖9分別是在0.24 s輸入電壓突然增加15%，跌落15%時的輸出電壓波形及A相電流。可以看出，輸出電壓在電網波動時刻，有一定的波動，隨后又進入穩態；輸入電流無明顯超調。

圖8 輸入電壓增加15% 輸入電流與輸出電壓

圖9 輸入電流跌落15%輸入電流與輸出電壓

仿真結果表明：外環 PI 控制，直流側電壓輸出無超調，且系統快速達到穩定狀態；加入輸入電壓波動，系統能快速反應、恢復運行。

3.2 實驗驗證

為了進一步驗證控制參數的在應用場景下的適用性，搭建了一個10 kW的整流器樣機系統。系統主要包含 Vienna 整流器主功率及驅動電路、中電58所JDSPF28335 MCU芯片、電壓電流采樣板、輔助電源。其中主要功率器件參數使用與仿真模型參數保持一致，IGBT 驅動由多級高速光耦和驅動電源構成，采樣的實現采用霍爾傳感器和采樣調理電路，24 V開關電源經電壓轉換模塊為控制電路和采樣電路提供輔助電源。分別對增加電壓環動態變參前后的控制策略進行測試，突加10 kW電阻網側輸入電流波形如圖10所示。

圖10 策略更改前后輸入電流波形

由圖10可知突加10 kW負載，輸入電流最大瞬時值76.0 A，可能會觸發過流保護，增加電壓環動態變參后輸入電流最大瞬時值58.0 A；輸入電流瞬時值明顯減小，避免了因瞬時輸入電流過大造成IGBT，進一步提升設備可靠性。

4 結 論

為了解決充電電源前級整流器在復雜電網場景下的輸入電流過沖、輸出電壓跌落的問題，對三相Vienna整流器進行了理論建模分析、仿真計算和實驗驗證，采用電壓控制外環參數動態調整的策略，對控制參數和切換閾值進行優化測試，解決了整流器突加負載和輸入電壓波動情況下的過流問題，提高了整流器的可靠性，更好地適用于特殊應用場景。