一種低偏流、低失調的高精度運算放大器設計

任保佳，魏海龍，白歡利

（西安微電子技術研究所，陜西西安 710065）

近年來，隨著電子技術的不斷發展及電子產品的廣泛應用，作為電子系統基本單元的集成運算放大器已經滲透到生產、生活的各個領域[1-2]，其性能好壞通常會對整個電子系統的品質有決定性作用[3-5]。在一些需要對微弱信號進行采集和測量的精密領域，探測器輸出電流能在毫安到皮安量級進行變化，此時運算放大器（以下簡稱運放）的失調電流和偏置電流就成為限制探測精度的主要因素。為了應對此類通用運放無法解決的問題[6]，必須要設計出具有低偏置電流、低失調電流和低失調電壓等特性的高精度運算放大器[7-8]。

文中分析了國內外經典的高精度運放的設計原理和有待提升的不足(偏流補償結構精度較低、輸入級引入失調較大等)[9-13]，提出了一款高精度運算放大器的設計技術，通過使用新的電路拓撲結構和對傳統結構的改進等方法，進一步減小了偏置電流和輸入失調，優化了相關的參數。

1 電路結構分析

文中所設計的運放主要分為輸入級、中間級和輸出級三級。為了獲得低偏流、低失調等高精度運放的關鍵參數，輸入級的電路結構設計和后續的版圖布局至關重要。而中間級和輸出級主要和運放的增益和輸出能力有關。

1.1 傳統輸入級

在之前的設計中，為了減小輸入級的輸入偏置電流，一般使用的方法有使用MOS 管或JFET 管作為輸入級[14]、提升輸入管電流增益（超β管）和設計偏流補償結構等。其中MOS管與JFET管作為輸入級工藝成本較高，失調特性較差，這里不作詳細說明。

圖1 所示為一早期的偏流補償結構，這一設計及其相似的衍生類結構在國內外的高精度運放設計中曾被廣泛使用[10-12]。補償原理如下：采樣管Q4 和輸入管Q2 的集電極電流大致相等，可近似得IC4=IC2，管Q7、Q8 組成的電流鏡采樣了Q4 的基極電流并返回一個近似相等的電流到Q2 的基極，從而完成偏流補償，減小輸入偏流。實際上，由于采樣管Q4 和輸入管Q2 的集電極電流和β并不完全匹配，再加上PNP 電流鏡基極電流和厄利效應帶來的誤差，最終會有1/20～1/5 的基極電流未補償。

圖1 傳統偏流補償一

考慮基極電流時的誤差情況：

根據上式分析，由于PNP 管β較小，所以相比于采樣電路而言，PNP 電流鏡會成為更大的誤差來源。此外，這一偏流補償結構由于匹配性較差會導致失調電流的增大。失調電流變成了原始輸入管與補償結構兩部分失調電流的總和。后者的大小取決于補償結構中晶體管尺寸和β的匹配程度。

1.2 電流鏡精度分析

通過對傳統偏流補償結構的分析可知，采樣電路和電流鏡的精度決定了偏流補償的精度，為減小電流鏡電路所帶來的誤差，以普通NPN 電流鏡(見圖2)為例進行分析。

圖2 普通NPN電流鏡

在理想情況下，若不考慮基極電流和厄利效應帶來的誤差，則有為電流鏡的理想電流增益。實際上，在考慮基極電流的情況下：

再加上三極管固有的厄利效應，結合圖3 推導出如下公式：

圖3 Q2管的輸出特性

其中，VA為厄利電壓，βF為三極管電流增益，由公式可知，通過減小VCE2-VCE1的差值和減小基極電流等方式可以提升電流鏡精度。

1.3 改進輸入級

為改善之前的電路設計，提高偏流補償的精度并減小輸入失調，文中從電路結構和電路器件兩方面進行了改進，提升了運放的精度。圖4 為所設計高精度運放的輸入結構。

圖4 改進后的輸入結構

為了獲得低的偏置電流和失調電流，電路采用了超β管作為輸入管，為解決超β管BC 結發生擊穿的問題，使用Q20 和Q22 對輸入級進行電壓鉗位，使得從Q5、Q6 的基極到Q1、Q2 的發射極只有大概兩個二極管的壓降，保證Q1、Q2 的BC 結接近零偏，不發生擊穿。此外，電路使用了一種新的偏流補償結構對輸入管基極電流進行補償，補償原理如下：

Q12、Q13 完全相同，電阻R3、R4阻值相等，所以兩支路電流近似相等IC12=IC13。對于Q17、Q18 和Q19組成的電流鏡而言，由于電阻R8、R9、R10、R11阻值相等，可列出下列等式：

而三極管Q19 的發射極尺寸是Q17 的三倍，即:

結合式（4）、（5）可得：

因為Q17 電流近似等于Q13 電流IC17=IC13，所以可以近似列出等式IC19=3IC12，又因為Q3 集電極電流基本等于Q12集電極電流，輸入管Q1、Q2所在兩支路完全對稱——平分剩余電流，所以可近似得出結論Q1、Q2和Q3所在三支路電流相等

因為Q9、Q10、Q11 三管尺寸完全相同，所以發射結壓降也相同，可得：

且IC11=IB3，避免了PNP 電流鏡基極電流的影響，所以基本補償了Q1、Q2 輸入管的基極電流。

圖4 中，采樣管Q3 和輸入管Q1、Q2 的器件類型、尺寸和工作狀態基本相同，保證了采樣的精確性。Q18 管的存在使得Q17～Q19 電流鏡的基極電流誤差基本可以忽略。為降低電流鏡中厄利電壓對鏡像精度的影響，上下兩個電流鏡都采用了射極負反饋電阻。此外，由圖4 可知，Q12 的集電極電位等于Q11基極電位加Q11 發射結壓降，Q13 的集電極電位等于Q11 的基極電位加Q15 發射結壓降，因此Q12、Q13 集電極電位近似相等，進一步降低了厄利電壓的影響，提高了電流鏡鏡像精度。

為更精確地保證采樣管與輸入管的電流比例關系，提高采樣精度，使PNP 電流鏡工作在相同的狀態下并規避基極電流的影響，提高電流鏡的鏡像精度，文中所設計的輸入級結構大大提升了偏流補償的特性，使補償更加精確，仿真結果顯示最終偏置電流只有皮安量級。

在輸入失調方面，為減小系統失調，使輸入級完全對稱，同時輸入級采用共射共基結構提供較高增益。電路的雙轉單在中間級完成，由此后兩級固有的不對稱對失調電壓的影響等效到輸入級時都應除以輸入級較高的增益，因此降低了電路的失調。

1.4 中間級和輸出級

除輸入級提供的部分增益外，大部分增益需由中間級提供，圖5 為中間級和輸出級的簡圖。中間級由一個差分電壓放大器和M6 組成，M6 作為射級輸出器連接到輸出級，同時通過將M6 的發射極連到M4 的發射極組成自舉電路，這一結構自舉了M4 的輸出阻抗ro4，因此僅有輸入PNP 的輸出阻抗對增益起了作用，輸入PNP 管是橫向器件，輸出電阻可以根據需要做得足夠大。

圖5 中間級和輸出級

根據文獻推導，中間級增益表達式為：

M9、M10組成class AB 形式的互補輸出級[15]，M7、M8 的存在避免了交越失真。為增強M10 電流沉的能力，設計了一個電流增強結構，使用M13 采樣M10的電流并通過由M11、M12 組成的電流鏡連接回M10 的基極，這樣M12 就可以持續為M10 提供足夠的驅動，保證了M10 電流沉的能力。

2 版圖設計

對于高精度運算放大器而言，良好的版圖設計是降低失調電壓[16]、失調電流和相應溫漂以及提升共模抑制比必不可少的部分。為了降低工藝變化率對器件匹配的影響，需要將輸入超β對管分為四份并以同質心布局交叉連接發射區，使用這種連接方式還可以獲得較低的1/f噪聲并抑制熱反饋對輸入級漂移的影響。在排版方面，輸入級的輸入管、負載管以及中間級的輸入管和負載電流鏡都與輸出級分別對稱分布在芯片中線上下，從而降低輸出級產熱對輸入級、中間級的影響，最大化直流增益。

如圖6 所示，虛線右邊為互補輸出級的NPN 與PNP 管，虛線左邊為輸入級和中間級，兩邊都對稱分布在芯片中線上下。

圖6 運放排版的部分截圖

3 仿真分析

文中所設計的高精度運算放大器基于西岳有限公司標準雙極工藝進行仿真分析，表1 為文中設計運放與國內外同類運放關鍵參數的比較（25°正常工作條件下）。

通過表1 數據可知，文中所設計運放的偏置電流、失調電壓和失調電流等幾項關鍵參數與國內外其他高精度運放的相應參數相比都較為優秀，可以較好地滿足高精度運放的設計要求。表2 為運放的其他主要性能參數（25°正常工作條件下）。

表1 文中電路與相關文獻同類電路

表2 運放的其他性能參數

圖7 為運放的開環頻率特性，仿真條件為溫度25 ℃，供電電壓±15 V，負載為20 pF 電容和1 MΩ電阻。結果表明，運放直流開環增益可達130 dB，單位增益帶寬983.29 kHz，相位裕度60.91°。

圖7 運放的開環頻率特性

4 結束語

文中提出了一種低偏流、低失調的高精度運算放大器的設計，分析了傳統電路的原理和不足，通過對電路拓撲結構和器件等方面的改進，保證在正常工作情況下運放的偏置電流、失調電壓和失調電流等性能都有較大提升，尤其在失調電流和偏置電流方面達到皮安量級，優于國內外同類高精度運放。運放中間級采用自舉結構，僅使用少量器件就提供了90 dB 的低頻增益，輸出級在保證線性度和低失真的前提下，提供了較大的輸出擺幅和驅動能力，且所需功耗較小。該設計可應用于許多微弱信號的精密檢測和處理，如高精度穩壓電源等。