基于同軸雙環縫隙結構的水平全向天線陣列設計

鄒祎瑋，張家豪，郭慶功

（四川大學電子信息學院，四川成都，610065）

0 引言

波導縫隙陣列天線是一種結構緊湊的，具有機械堅固特性的天線。近年來，為了高速移動目標通信的發展，波導縫隙陣列天線層出不窮，對于波導縫隙全向天線，傳統的設計方法主要有采用矩形波導雙面開縫隙[1-3]和圓波導的側壁上開輻射縫隙[4-6]，以及由波導組成的圓環陣[7-8]。其中文獻[1]設計了一種工作在C 波段波導縫隙全向天線。通過在一組裝扁矩形波導兩個寬面上開設數條對穿輻射裂縫構成縫隙天線陣列，通過盡可能通過減小矩形波導的窄邊長度實現全向輻射，不圓度為2dB。文獻[5]通過調諧激勵探針的方法來激勵圓波導輻射縫隙，從而實現全向天線的性能，圓波導的模式決定縫隙的全向輻射，模式轉換器對波導進行模式轉化增加了饋電設計的復雜性。文獻[8]是通過SIW 圍成圓筒狀結構，這種全向天線的便于加工成陣列，增益較高，但不圓度4.6dB，結構復雜，功分器加工難度較大。故面對波導縫隙天線不圓度的設計要求和饋電問題，近年來有學者嘗試采用同軸波導縫隙來解決[9-11]。然而，這種天線屬駐波陣，一般是窄帶的，很難滿足系統的寬帶要求，文獻[10]通過旋轉縫隙的角度拓寬了帶寬，但同時改變了天線的極化方向。本文基于同軸波導的特性設計實現了水平全向陣列天線，在同軸波導的外壁開設一系列的輻射縫隙，拓寬帶寬的同時保持天線的極化特性，仿真結果顯示，該陣列天線在水平面上的不圓度較好，并且實現了2.77GHz-3.02GHz 的阻抗帶寬。

1 同軸縫隙結構理論分析

同軸線是由內、外兩個導體組成的傳輸線，內外導體之間填充介電常數為?，磁導率為μ 的介質材料，同軸線傳輸的主模是TEM。但在實際應用中，隨著工作頻率的提高，也會有其他模式如TE，TM 模式的干擾[12]，同軸線各個模式的截止波長如圖1 所示。所以為了同軸傳輸單一的TEM模式，需要控制同軸內外徑的尺寸。

圖1 各個模式的截止波長

根據耦合原理的不同，縫隙同軸波導可以分為兩種類型：表面波縫隙和輻射型縫隙[13]，區別主要在與縫隙周期的不同，耦合型主要是電磁波以表面波的形式存在，基本沒有輻射。輻射型由縫隙之間的輻射場疊加形成強輻射。對于該天線而言，需要減少天線的耦合，增強其輻射性。同軸線的輻射波中存在存在高次模，高次模會影響天線的輻射，也會互相影響，單模輻射的電磁波具有良好的頻帶和輻射特性。由于高次模的負面影響，所以需要對同軸波導采用抑制高次模的方式來拓寬單模的帶寬。

假定傳輸方向為z 方向，利用floquet 原理可以將可以將電纜附近的電場表示為[14]：

拓寬單模頻帶的范圍，需要抑制高次諧波模式，傳統的抑制高次模式的方式主要有開八字縫，U 型縫等方式改變縫隙的輻射角來解決，但這些方法都會改變天線的極化方向，通過采用在原來縫隙的一定距離處又新開一組尺寸相同的縫隙抑制掉高次的諧波，同時也能保持天線的極化特性，如圖2 所示。

圖2 開雙縫的同軸

對于垂直極化的縫隙同軸來說，P1為原有縫隙與新增縫隙之間的距離，原有縫隙產生的電場為Ep(r,φ,z)，新增的縫隙產生的縫隙為Ep2(r,φ,z)，可以當作Ep(r,φ,z)的平移，根據公式(1)，可以得到：

由疊加定理可以知道：

所以總的電場為：

由總的電場的公式（4）可以得到，如果要抑制掉2 次諧波，就需要=0，所以P1=P/4，所以只需要在原縫隙距離P/4 處再開一組縫隙，就可以抑制二次諧波的影響，拓寬單模輻射的頻帶。

2 天線設計

該天線的設計在結構上可以分為輻射，匹配，饋電三個部分。對于天線的輻射部分，基于波導縫隙天線的基本理論，在同軸波導的外導體上采用開橫向縫隙的方式，切割沿軸線的電流。縫隙上會產生位移電流，每一個縫隙都相當于一個輻射源，輻射出垂直極化的電磁波。縫隙長度為λg/2，考慮到不圓度以及天線尺寸的因素，圍繞著同軸一圈開一組四條橫縫，就會形成全向的輻射，每一組縫隙之間的距離為1個介質波長，這使得每組縫隙的饋電相位相同，形成同相疊加使得天線輻射增益垂直于軸向，也就是在水平面上。同時在內外導體之間填充了介電常數為2.1 的Teflon 材料，填充材料的原因主要使得縫隙之間的物理間距等于0.75 個自由空間波長。在自由空間上保持著0.75 個空間波長，能夠抑制陣列天線的柵瓣，讓天線的輻射集中在水平面上，與此同時天線內填充的介電材料會因為介電常數的原因縮小尺寸。天線末端需要進行封閉的形成短路面，引起的反射波會影響天線的匹配以及擾亂電流，嚴重影響方向圖和天線的匹配，可以將最后一組縫隙和末端短路面當作匹配結構，通過調整最后一組縫隙和短路壁之間的距離，形成與前面三組縫隙之間的匹配結構，減小短路面引起的反射波對S11的影響，所以最后一組縫隙不僅能夠輻射電磁波，它還相當于一段末端匹配。

圖3 全向天線整體結構圖

在同軸上開單一縫隙時，所需要的頻帶范圍內會有多個諧振點，多個諧振點帶來的帶寬不足的問題。以及同軸的高次模式影響單模的頻帶特性，為了拓寬縫隙同軸波導的單模工作頻率，這里可以通過增加平行縫隙的方式來抑制高次諧波模式，由于主要影響的是2 次諧波，后續的高次諧波對天線性能的影響微小且如要抑制高次諧波則開的縫隙越多會影響天線的的性能，所以主要考慮對2 次諧波的抑制根據公式(2)，計算得到在天線的原有縫隙距離P/4 處又新開一組平行縫隙，如圖4 所示，仿真結果如圖5 所示，可以看到相比較與單縫，開抑制諧波的雙縫隙的天線帶寬顯著拓寬。

圖4 同軸開單縫隙和雙縫隙

圖5 開單雙縫隙的S11 對比

對天線輻射部分的饋電設計是采用理想波端口，考慮到實際工程中的應用，天線的饋電一般采用的標準SMA 接頭，所以對于天線的輻射部分和饋電部分，需要通過一定的阻抗變換來匹配。

為了進一步優化天線的匹配，在輻射部分和饋電部分之間進行匹配的設計，天線的輸入阻抗會隨著頻率的變化而改變，單一的阻抗匹配在一定的頻段寬度內不能完成寬帶匹配，所以根據所需頻段采用三組不同尺寸的變化對該天線進行匹配。將理想饋電的天線輻射部分得到的S11與標準饋電的50Ω放入電路仿真軟件中進行阻抗匹配和結果優化，達到在所需頻段的S11小于-10dB。

圖6 電路仿真圖

上述電路仿真軟件中優化得到的三段不同的阻抗值和電長度，轉換到同軸結構中得到三段級聯的不同半徑和長度的同軸線，在標準SMA 接頭與天線的匹配部分之間，選擇一段錐形變化的同軸結構，該方法可以保持同軸的阻抗不變的情況下，對小尺寸的饋電和大尺寸的匹配部分進行一段連接，避免由尺寸突變引起的損耗。

如圖7 所示，得到天線的匹配和饋電部分，將其和輻射部分組合共同進行優化仿真，同軸波導縫隙全向天線最終得到的VSWR 如圖8 所示，在2.8GHz-3GHz 范圍內的VSWR小于2，增益方向圖如圖9 所示，在2.8GHz 時，水平方向上增益為6.2dBi，不圓度為0.8dB；2.9GHz 時，水平方向上增益為6.8dBi，不圓度為1dB；3GHz 時，水平方向上增益為6.8dBi，不圓度為1.3dB。

圖7 天線的匹配和饋電

圖8 天線VSWR 結果

圖9 天線在2.8GHz，2.9GHz，3GHz 方向圖

3 總結

本文根據同軸波導傳輸理論和諧波抑制原理，設計了饋電簡單，不圓度良好的水平全向陣列天線。該天線采用了同軸波導結構，通過開平行雙縫隙的方式抑制諧波，拓寬了同軸的單模模式帶寬，采用了三節不同尺寸的級聯同軸實現了在2.77GHz-3.02GHz 內的VSWR 小于2，同時在水平面上的不圓度小于1.3dB，更加適用于高速移動的系統。