5G通信載波聚合用B34 & B39雙接收濾波器研制

史向龍，陳曉陽，蘇 波，張俊茜，于倩至，孫偉彬(北京無線電測量研究所，北京 100854)

0 引言

聲表面波(SAW)器件具有體積小，可靠性高及一致性好等優點，在移動通信方面應用較廣。近年來，隨著多輸入多輸出(MIMO)、波束成形及大規模載波聚合等5G關鍵通信技術的發展，更多通信頻段得到了應用。多載波聚合技術需要更多射頻器件，由于每個射頻通道需使用不同的射頻前端和天線部分，上傳、下載的速率越快，所需載波數越多，新增射頻器件則越多。為了高效地通過載波聚合技術將頻段內及跨頻段的無線信道進行有序聚合，以增加信號帶寬，從而提高傳輸速率，需要在天線和2個頻帶單獨的專用雙接收濾波器間插入一個雙接收濾波器，，可同時實現兩路信號的選取[1]。

B34(2 010～2 025 MHz)、B39(1 880～1 920 MHz)作為運營商應用中時分雙工(TDD)的主要頻段之一，對應的SAW雙接收濾波器在手機射頻前端接收電路中得到了廣泛使用，本文從B34 & B39雙接收濾波器著手，基于指標難點，從低損耗設計、近阻帶抑制設計、小尺寸設計、信號端匹配設計與信道匹配等方面進行方案制定，并利用自主研發的仿真設計平臺進行雙接收濾波器優化。通過仿真與實驗結果對比可知，產品指標完全可滿足要求，且仿真結果與實驗結果吻合較好，說明了仿真設計平臺軟件用于雙接收濾波器的設計可行，為以后同類產品的研發積累了經驗，具有很重要的現實意義。

1 方案設計

本文研究的B34 & B39雙接收濾波器為三端口無源器件，可看作兩個單獨的接收端SAW濾波器結構的組合，拓撲結構如圖1所示。

圖1 雙接收濾波器拓撲結構

雙信道有1個共用的信號輸入端及2個各自信道的信號輸出端。工作時，接收信號從共用信號端進入，同時對B34 & B39接收信號進行濾波。

器件的主要研制指標參照了村田SAWFD1G90KA0F0A產品，村田Datasheet具體指標如表1所示。

表1 村田產品主要指標

由表1可看出，產品指標難點：

1) 雙信道各自通帶的窄帶、小損耗指標要求與近帶抑制要求。

2) 需要實現1.5 mm×1.1 mm×0.8 mm的小尺寸封裝。

3) 需要避免雙信道工作時信號耦合惡化指標。

為了同時滿足以上性能，本文先對B34 & B39端分別進行濾波器拓撲結構設計，再從信號端匹配設計、雙信道多目標設定下器件全局優化等方面著手，進行研制方案的制訂[2]。

1.1 雙信道濾波器拓撲結構設計

本文所研究器件兩個信道頻率較高，濾波器設計的難點是窄帶、小損耗及近帶抑制。對于高頻窄帶器件，只能選取阻抗元結構進行設計。一般減小帶寬的最好方式是外加叉指電容，但由于本項目指標損耗較小，而電容的引入會增大插入損耗。因此不采用此方案，而是通過對諧振器串聯臂與并聯臂諧振器的調節，改變濾波器不同級間的零諧振點，從而達到減小通帶的目的[3]。最后選用的拓撲結構如圖2所示。基底材料選取42°Y-XLiTaO3基片。

圖2 單濾波器拓撲結構選取

1.2 小型化設計

為了滿足CSP1511大小封裝，需要進行小型化設計，主要考慮：

1) 指標滿足時，盡量限制拓撲結構，即減少諧振器級數。

2) 優化參數設置時盡量限制器件尺寸。

這需要在優化前對結構指條數、指條周期、金屬化比及孔徑等結構參數進行合理約束，從而在一定尺寸范圍內優化器件參數。

1.3 信號間隔離設計與信道匹配設計

雙接收濾波器可看作兩個濾波器結構的并聯，考慮濾波器間匹配、信號間串擾及電磁隔離等影響，器件性能嚴重劣化，如圖3所示。

圖3 器件雙通道并聯性能劣化

在雙接收濾波器的設計中，信道的隔離與匹配是一個難點。雙接收濾波器中兩個通道的濾波器設計在同一個芯片上，并且共用同一個信號輸入端，由于芯片很小，所以還要通過隔離設計降低B34 & B39接收信號在芯片間的空間耦合和信號串擾。

首先，規劃版圖布局，如加大雙信道濾波器空間間距(尤其是不同級的間距)來降低或消除信號間的串擾[4]。

其次，通過物理隔離，使得各自頻段的接收信號盡量屏蔽在自己的區域內，使各區域不受干擾。本文在雙信道芯片間的合理位置增加一定量的接地植球，提高信道間電磁隔離度[5]。

最后，本文采用1.5 mm×1.1 mm的陶瓷雙層基板進行封裝。設計基板時，考慮寄生效應與串擾，在基板走線、互聯孔尺寸與排布、單層高溫共燒陶瓷(HTCC)厚度等方面進行綜合考慮；設計引線電阻、絕緣電阻及布線延遲等方面進行精確仿真。盡量減小封裝損耗，同時提高信號隔離度。

2 仿真及優化

2.1 仿真及優化原理

低損耗SAW濾波器的設計一般主要采用耦合模式模型(COM)進行優化。假設指條陣列中存在兩個波動模式，一個沿+x方向傳播，即為R(x),一個沿-x方向傳播，即為S(x), 如圖4所示。

COM方程[6]為

Φk)S(x)+jα(x)exp(-jk0x+

jΦT(x))VT

(1)

jΦk)R(x)-jα(x)exp(jk0x-

jΦT(x))VT

(2)

jΦT(x))R(x)+j2α(x)exp(-jk0x+

jΦT(x))S(x)

(3)

通過COM方程可求出構成濾波器單元的P矩陣，再通過P矩陣級聯得到濾波器的Y矩陣，計算可得濾波器的聲學響應。COM理論計算速度很快，可快速進行器件仿真及自動優化。

由于COM理論忽略了聲表面波與漏波及體聲波的相互作用、聲表面波與電極的相互作用等因素，所以COM仿真結果需要通過有限元法/邊界元法(FEM/BEM)理論進行驗證。目前FEM/BEM為最精確的SAW濾波器聲學仿真理論，在業內已被廣泛使用，但由于其仿真速度慢，無法進行器件優化。所以實際設計器件時，先通過COM理論對器件進行快速優化，再用Ansys HFSS對器件結構建模，并進行聲電協同全波仿真及優化設計，結合FEM/BEM進行器件最后性能驗證[7]。

2.2 仿真及優化過程

2.2.1 優化設計

先單獨設計濾波器。在器件拓撲結構與版圖結構確定后，通過對器件結構給定合理的目標函數及初始結構的合理上下限接口進行自動優化設計。

對于B34 & B39信道，各自在對應濾波器拓撲結構基礎上增加設計自由度，可得到性能良好的濾波器參數。實際設計時，每塊都對指條數、周期、金屬化比及孔徑等參數進行優化初始值設置。以B34為例，部分諧振器初始值如表2所示。

表2 優化初始值設定

根據經驗設置合理的上下限數值，可進行自動優化計算。如果優化時結果不合理，且此時結構參數正好位于上下限，需及時進行調整。

通過以上方法得到B34 & B39信道的單濾波器諧振器結構參數初值及對應的聲學仿真曲線，如圖5所示。

圖5 B34 & B39各單信道濾波器聲學仿真曲線

2.2.2 仿真驗證

B34 & B39濾波器各自優化出合理的結果后，得到聲學初始結構參數。如圖6所示，在HFSS中對封裝整體(包括封裝基板、植球、基片、匯流條等)進行建模仿真，得到包含所有封裝電磁效應的TouchStone 格式S參數[8-9]。

圖6 HFSS封裝建模示意圖

利用HFSS計算出TouchStone 格式S參數后，再結合雙信道聲學參數進行聲電協同全波仿真來反復優化，與濾波器設計相比，雙接收濾波器優化時目標函數設置更復雜，需要把雙信道的通帶損耗、抑制、回波損耗及匹配參數等同時優化。

每次優化出良好結果后，再用FEM/BEM結合電磁仿真來精確驗證器件性能，如圖7所示。通過反復迭代優化、驗證，最終得到符合指標的器件響應及對應的結構參數。

圖7 聲電協同全波仿真

2.3 仿真結果對比與分析

根據最后用FEM/BEM結合電磁仿真驗證過的結果，開展了制版與流片工作，仿真與實測結果如圖8所示。由圖可看出，B34 & B39信道的通帶及抑制等性能很好，驗證了仿真結果的精確性。說明本文設計方案可應用于手機的聲表面波器件設計。

圖8 雙接收濾波器仿真與實測曲線對比

實際性能與村田datasheet實際指標對比如圖9所示。由圖可看出，雖然工藝受限，器件指標與仿真結果有誤差，但兩者的通帶、抑制等性能吻合很好，且能滿足客戶指標，可進行批量生產。表3為實測指標對比。

圖9 村田對標實測曲線

表3 實測指標對比

3 結束語

本文通過對B34 & B39雙接收濾波器進行仿真分析和實際制作驗證，首先通過對雙信道濾波器分別進行設計，得到合適的聲學諧振器結構初值，再將器件版圖、封裝參數、測試版在HFSS中建模仿真出包含器件整體電磁效應的TouchStone 格式S參數，設定合理的目標函數，對雙通道濾波器進行整體優化仿真。最終實現通帶損耗、帶外抑制、封裝尺寸等電性能指標均滿足市場要求的雙接收濾波器器件研制。

由于晶圓試制與封裝全流程通過外協進行，不同廠家工藝條件對設計修正不同，導致器件性能部分與仿真誤差，但總體器件性能與預期較吻合，本文設計不僅可滿足diplexer的設計，且還可用于雙工器及多工器的研制，為后續民用SAW器件的研制提供了豐富的實踐經驗。