0.3～8 GHz 超十倍頻程MMIC 低噪聲放大器設計

李佳偉 ,李 斌

(1.中國科學院上海天文臺,上海 200030;2.中國科學院大學,北京 100049)

在天文領域,低噪聲放大器(Low Noise Amplifier,LNA)作為射電天文望遠鏡接收機系統的一個前端元件,對于整個接收機的噪聲和靈敏度有著至關重要的影響。由于來自外太空的信號過于微弱且噪聲很大,所以在設計低噪聲放大器時,不僅要提供較大的增益來放大微弱信號、抑制后級噪聲,還要有非常低的噪聲系數,以盡量降低噪聲的影響。

湘潭大學劉丹丹等[1]設計一款工作帶寬為4～18 GHz 的超寬帶低噪聲放大器,增益為15.95～18.73 dB,噪聲小于4.9 dB,最低可達3.22 dB。電子科技大學錢可偉等[2]研制一款覆蓋頻率為0.1～2.8 GHz 的低噪聲放大器,增益大于30 dB,噪聲低于1.45 dB。但是在天文領域的應用中,因前級天線接收到的信號過于微弱,所以還需要繼續優化噪聲系數。

單片微波集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuits,MMIC)形式研制成的低噪聲放大器可以在超高帶寬上同時保持低噪聲和高增益的性能。同時變組分高電子遷移率晶體管(Metamorphic High-Eletron-Mobility Transistor,mHEMT)又具有高頻、高功率和低噪聲的優點,被廣泛應用于雷達、遙感和天文等領域[3]。故針對上述問題,本文使用法國OMMIC 公司70 nm GaAs mHEMT 工藝設計了一款工作帶寬0.3～8 GHz 的超寬帶MMIC 低噪聲放大器,全頻段增益大于40 dB,噪聲溫度優于65 K。該放大器覆蓋了傳統的P,L,S,C,X 五個天文傳統觀測波段,可以實現厘米波中高頻多個傳統波段的同時觀測,一定程度上減少接收機的數量,節約了射電望遠鏡的建設和運行成本,滿足未來的射電天文發展對超十倍頻程帶寬的接收性能需求。

1 電路設計

1.1 噪聲特性及器件選擇

低噪聲放大器一方面需要將從前級天線接收來的微弱信號進行放大,同時,另一方面要將功率電平抬高到驅動后級所需的標準。這就要求低噪聲放大器要具有很低的噪聲和較高的增益。

由低噪聲放大器的噪聲公式[4]:

其中,NFn和Gn(n=1,2,3,…)分別代表第n級的噪聲系數和增益。通過式(1)可以看到,低噪聲放大器的整體噪聲性能主要取決于第一級的噪聲系數,同時前一級的高增益可以抑制后一級的噪聲。值得注意的是,在天文領域,射電天文望遠鏡的接收機對于噪聲性能要求更高,所以人們常常用噪聲溫度Te(單位為K)表征它的噪聲性能。噪聲溫度Te和噪聲系數NF(單位為dB)的轉換關系如下[4]:

式中:T0=290 K。在選擇晶體管時要顧及噪聲、增益以及駐波比等特性。因為在改變晶體管的柵寬和柵指數時,晶體管的增益、噪聲和阻抗特性等都會有不同的表現。所以在尺寸選擇時,要根據設計指標要求,綜合晶體管各特性參數后謹慎選擇。本文采用OMMIC 工藝自帶的S參數和噪聲仿真模型,在工藝允許范圍內分別對晶體管的柵指和柵寬進行掃描。

首先,控制總柵寬不變,來研究不同指數對于晶體管增益和噪聲的影響,選用2×75 μm 與6×25 μm 兩款總柵寬為150 μm 的晶體管來進行仿真,得到結果如圖1 所示。

圖1 不同指數晶體管對比。(a)S21參數對比;(b)噪聲系數對比Fig.1 Performance comparison of transistors with different fingers.(a)Comparison of S21 parameter;(b)Comparison of noise figure

從圖1 中可以看到,在同樣的偏壓下,晶體管指數越多,增益與噪聲系數越小。若是考慮噪聲系數,多指晶體管表現更好,然而多指晶體管也會帶來一些不利因素。當電路工作頻率很高時,晶體管的柵指之間就會耦合產生寄生參量,此外多柵指會導致每個指數與信號源的距離不同,導致輸出相位不一致[5]。根據本次設計的0.3～8 GHz 超寬帶低噪聲放大器的技術指標要求,結合OMMIC 的多次流片經驗,最終選用2指的晶體管。

接下來控制晶體管指數相同,對比不同的柵寬,仿真得到的結果如圖2 所示。通過對2×45 μm、2×60 μm 和2×75 μm 三種晶體管的增益和噪聲系數進行對比發現,2×75 μm 的晶體管增益較高,但是噪聲系數相比另外兩個型號表現略差。由圖2 可知,在設計頻段0.3～8 GHz 內,噪聲系數實際相差很小,可以選擇高增益的晶體管,在進行電路設計時,適當犧牲部分增益來得到較低的噪聲。故綜合考慮,本次設計采用的晶體管尺寸為2×75 μm。

圖2 不同柵寬晶體管對比結果。(a)S21參數對比;(b)噪聲系數對比Fig.2 Performance comparison of transistors with different gate widths.(a)Comparison of S21 parameter;(b)Comparison of noise figure

1.2 穩定性

在射頻電路中,無論有源器件還是無源器件都是雙向元件,所以在有源電路的輸出端,匹配阻抗會通過晶體管的反向傳輸系數S12反射回輸入端,如果反射回來的信號相位與輸入的信號源相位相同,便有可能造成電路的震蕩。因此電路的穩定性直接影響設計的電路是否可以正常工作。對于電路的穩定性,可以用K指數來進行分析[6]。

由式(3)可以看出穩定性系數K與每個S參數均有關系,只有在全頻帶內K＞1 且＜1,才可以說這個系統是絕對穩定的,也就是無條件穩定。通常可以通過在晶體管源極和地之間串聯一個電感元件,從而構成一個負反饋電路來提高穩定性[7]。在實際的微波電路中,常用一段微帶線來替代電感元件引入少量電感,以滿足電路的穩定性要求。

1.3 偏置電路

直流偏置電路的選擇對一個放大器電路來說是十分重要的,一個適當的偏置電路,既要給晶體管一個穩定、合適的工作電壓和電流,還會一定程度上參與電路級間匹配。此外,偏置電路還有阻止外界的交流信號進入主支路、濾除直流電源的干擾等作用。對于高電子遷移率晶體管(High -Eletron -Mobility Transistor,HEMT),常用的供電方式為單電源供電或雙電源供電。單電源供電是通過源極的負反饋電阻來調節源級偏壓進行供電,但是這會消耗直流功率,降低工作效率[1]。故常用雙電源供電結構來對電路進行供電。在這種電路拓撲中,漏極和源極分別單獨供電,同時電路中引入電感可以防止主支路上的信號泄露到直流通路中,以提高電路的穩定性,同時還常常會引入去耦電容并聯來進一步吸收射頻信號。本次設計中漏極(Vd)給正電、柵極(Vg)給負電。注意在芯片測試時供電要嚴格遵守加電、去電順序,以免損壞電路。

1.4 匹配電路

本文設計為超寬帶低噪聲放大器,故進行電路匹配時要實現寬帶匹配,合理地調節電路的增益及平坦度、噪聲和輸入輸出回波損耗。由于第一級的噪聲對整體的噪聲影響最大,低噪聲放大器的第一級通常采用噪聲匹配的方式,同時兼顧一些增益來抑制后級噪聲。級間匹配通常在保證平坦度可接受的范圍內盡量抬高增益,同時值得注意的是,由于天文領域對噪聲要求很低,所以在設計第二級電路時同樣要優先考慮噪聲指標。最后輸出匹配采用最大增益匹配并且兼顧輸出回波損耗。在實際進行電路中各元件參數調節時,往往無法兼顧所有指標,例如,若是想達到很低的噪聲溫度,就要犧牲部分增益和輸入回波損耗。因此要根據實際工程需求進行合理的取舍。本次低噪聲放大器設計以噪聲指標作為第一優先級,犧牲了部分輸入回波損耗,同時將第一級處的輸入匹配以及第一級的柵極偏壓統一放到片外。

1.5 整體電路

圖3 為本次設計的電路拓撲結構,電路采用三級級聯來滿足增益的需求,供電方式為雙電源供電,在射頻信號進入電路時,一般會先經過一個大的隔直電容來濾除直流雜波,降低噪聲。但是本次設計中,由于頻段相對而言較低,使得輸入部分需要一個很大的電容,這可能會使測試時探針刮蹭對電容造成損傷,同時一個大面積電容會帶來寄生參量的影響,故將輸入端電容連同第一級柵極供電一起放到片外進行設計。在供電支路上的C4～C8這幾個電容可以起到濾波的作用,防止外界信號干擾主支路。電路中漏極的電感L2～L4可以幫助提高電路增益、抑制后級噪聲和調節增益曲線形狀。同時漏極上的電感、電阻元件可以起到很好的隔離作用,既能防止有用信號泄露,又可以阻擋外界干擾通過供電支路進入主支路。此外電阻可以起到保護電路、調節電壓的作用。漏極處的小電阻r為5 Ω,它可以有效地防止電路振蕩,同時電阻較小不會引入過多的功耗。源極處均采用微帶線代替電感進行負反饋。級間匹配采用LC 和單個電容的匹配方式,合理的取值可以提高電路的整體增益,同時不會對噪聲造成太大的影響。柵極偏壓電路通過一個大的臺面電阻給晶體管提供控制電壓,大電阻還可以起到防止射頻信號泄露進入直流通路和優化低頻噪聲的效果。輸出部分由一個大的隔直電容C3和一個21 Ω 電阻R1構成,很好地解決了輸出匹配問題,同時電阻的加入也會提高電路的穩定性。

圖3 LNA 電路拓撲結構圖Fig.3 The LNA circuit schematic

1.6 版圖設計

圖4 為本文設計的版圖結構,芯片尺寸為2000 μm×1000 μm(長×寬)。由于在做原理圖仿真時,并沒有考慮器件間的耦合,所以電容的尺寸因素對電路的影響在原理圖仿真時并沒有全部體現在仿真結果上,因此,需要對電路進行版圖布局后進行電磁聯合仿真。這是由于晶體管是一個3D 模型,而使用的電磁仿真軟件只能進行2.5D 的平面電磁模擬器仿真,所以無法進行完整的電磁仿真[5]。

圖4 LNA 版圖Fig.4 The layout design of the LNA

同時版圖的設計要考慮布線布局,各個元件的位置和擺放,遵循所使用工藝廠家所提出的設計規則。一個好的版圖設計,不僅要使版圖簡潔、緊湊、美觀,還要盡量與原理圖仿真結果保持一致,甚至表現出比原理圖更好的仿真結果。本次版圖設計時將部分小電感(L2,L4)用一段微帶線來替代,以使版圖更加美觀,同時也減少了電感模型中有空氣橋連接帶來的影響,接地采用OMMIC 工藝中的輔助孔接地,由于過孔會有一定的電感值,所以和微帶線串聯可以在一定程度上調節電路穩定性和輸入匹配。此外,在空余的地方盡可能補上一些旁路電容,來減少接地和外界信號帶來的影響。最終將設計好的版圖進行工藝檢查后進行流片。

2 仿真結果

圖5 為S參數和噪聲溫度的仿真結果,圖5(a)是原理圖仿真結果,可以看出,在0.3～8 GHz 頻率范圍內,除2 GHz 附近有微小波動外,增益均大于40 dB,噪聲溫度在56 K 左右,輸出回波損耗優于-10 dB,輸入回波損耗為-4.6 dB。圖5(b)是電磁聯合仿真結果,與原理圖仿真相比,在整個工作頻段內增益大于40 dB且曲線平滑,在高頻段增益得到顯著提高,在8 GHz處達到45 dB。輸入回波損耗優化為-5.5 dB。噪聲溫度在0.3 GHz 處約為65 K,在8 GHz 處達到51.4 K,實現了常溫下(300 K)的較低噪聲。在用版圖進行模擬仿真時,之所以會出現增益高頻段抬高的現象,是因為在電磁仿真中微帶線模型本身帶有一定的電感值,而電感會起到提高整個電路增益的作用。同時考慮到整個接收機系統,器件之間用傳輸線連接時,傳輸線在高頻處會有較大的損耗,高頻處的高增益可以對其進行一定的補償,提高接收機整體的增益平坦度。本次設計以低噪聲為主要目標,對S11參數做出一定犧牲,可在接收系統其他器件處進行補償。

圖5 LNA 仿真結果。(a)原理圖仿真;(b)版圖仿真Fig.5 Simulation result of the LNA.(a) Schematic simulation;(b) EM simulation

表1 為本文設計的超寬帶低噪聲放大器與國內外文獻的主要指標對比。可以看到,在增益和噪聲上,本文的設計具有一定優勢,可以滿足在天文領域的使用要求。

表1 LNA 性能對比Tab.1 Performance comparison of LNA

3 結論

本研究使用法國OMMIC 公司的70 nm GaAs mHEMT 工藝設計了一款覆蓋頻率0.3～8 GHz 的單片微波集成低噪聲放大器芯片,該放大器采用三級級聯、雙電源供電結構,芯片尺寸為2000 μm×1000 μm(長×寬)。仿真結果顯示,在工作頻段內,增益大于40 dB,噪聲溫度低于65 K,輸出匹配良好,電路無條件穩定。本設計對毫米波器件的自主研究和未來天文領域對超十倍頻程帶寬的接收機研發有著重要意義。