直流應急電源沖擊性負載補償策略研究

趙博 王珊珊 許嘉沄

摘 要：直流應急電源接入沖擊性負載會對其輸入、輸出造成影響，現提出一種基于大電容補償和硬件限流的直流應急電源沖擊性負載補償策略，并通過時域和頻域分析，研究了大電容補償的設計方法。實驗結果表明，該方法既能夠抑制沖擊電流，又能夠減小輸出電壓的跌落，保障負載的安全穩定運行，且具有實現簡單、易于工程化應用的優點。

關鍵詞：直流應急電源;沖擊性負載;電容補償;限流

中圖分類號：TM761? ? 文獻標志碼：A? ? 文章編號：1671-0797（2022）08-0021-04

DOI：10.19514/j.cnki.cn32-1628/tm.2022.08.007

0? ? 引言

現代艦船中使用了大量的電子設備，這大大提高了艦艇的作戰能力，但也對艦船供電系統提出了更高的要求[1-2]。其中部分關鍵設備使用直流應急電源供電，因此直流應急電源供電的穩定性可靠與否直接影響到艦船的戰斗力。目前直流應急電源供電主要存在如下問題[3-6]：

（1）直流應急電源負載多屬于動態特性差別較大的負載，當負載中有沖擊電流時，直流應急電源電壓會出現凹陷現象，從而影響到直流負載或電力電子變換裝置的穩定運行。因此，對直流應急電源穩定控制的時間常數要求極高，動態響應速度要求嚴格，系統存在較強的剛性非線性問題。

（2）直流應急電源中部分應急供電負載啟動時，啟動電流遠大于額定電流，且持續時間較長，導致其需要的瞬時輸入功率急劇增大。為保證負載的正常啟動，直流應急電源的容量、保護器件選型、線路布置應與瞬時啟動功率相匹配，否則容易造成直流應急電源保護裝置誤動作，嚴重情況下甚至會損壞電源裝置。

（3）直流應急電源由電力電子半導體開關構成，電力電子元件過載能力小，如IGBT的過流倍數僅為額定電流的2倍左右;同時保護裝置的極限通斷能力有限，因此直流應急電源必須限制沖擊電流。

對于沖擊性負載，傳統的直流應急電源通常采用基于硬件限流的控制方法[7]，如果限流值設置過低，不僅會造成直流應急電源的輸出電壓瞬間跌落過大，而且還會對直流應急電源的器件選型以及直流輸入的配電保護開關選型等造成影響。

為滿足直流應急電源沖擊負載要求，本文提出了一種基于大電容補償和硬件限流的直流應急電源沖擊性負載補償策略。首先根據沖擊性負載沖擊功率確定電容器的容量設計，然后通過大電容補償及限流技術將輸出電壓控制在負載的合理工作范圍之內，最后通過實驗驗證了該補償策略的可行性和有效性。

1? ? 沖擊性負載補償方案

直流應急電源采用ZVS方式移相全橋變換器作為變流裝置主電路拓撲，如圖1所示。ZVS方式移相全橋變換器充分利用主電路的寄生參數，如開關器件的寄生電容和變壓器漏感、線路電感等來實現變換器兩個橋臂開關管的零電壓開關。此方式開關損耗小，容易實現高頻化，且控制簡單，頻率、脈寬恒定，只需控制移相角，無須額外的緩沖電路。

直流應急電源的負載都可以簡化為圖2所示的等效電路圖，直流應急電源負載的穩態特性取決于穩態負載的特性，其啟動特性由前端RC決定。負載啟動時，電容C處于短路狀態，沖擊電流的大小由電阻R的大小決定，隨后直流應急電源通過電阻R給電容C充電，沖擊電流的持續時間由RC共同決定，其啟動沖擊電流波形如圖3所示。

硬件滯環限流速度快、可靠性高，是一種重要的限流手段，但硬件滯環限流可能造成輸出電壓瞬間跌落較大，影響直流應急負載的正常工作。基于大電容補償的沖擊性負載補償方案如圖4所示，該方案既能滿足穩態負載時的電壓要求，又能響應沖擊性負載時的電壓要求。同時為限制輸入和輸出側的沖擊性電流，可以將大電容補償方案和硬件滯環限流結合起來，以減小對直流應急電源容量和保護的影響。

2? ? 大電容補償設計方法

在DC/DC變換器兩端并聯大電容，此時濾波電容與大電容相比較小，可以忽略，當電路穩定時，大電容兩端電壓即為輸出電壓。當阻容性負載啟動瞬間，濾波電感電流無法突變，大電容為負載供電，而此時大電容兩端電壓可近似為：

UC=U0e? ? ? ? ? ? ?（1）

可見當電容足夠大時，大電容兩端電壓下降不大。此時大電容輸出電流為：

i=C=-e? ? （2）

根據公式（1）和（2），為了穩定輸出電壓以及補償沖擊電流，大電容的取值越大，電壓的變化量越小，輸出電流越大。

但由于DC/DC變換器的穩定性問題，電容的取值范圍受變換器穩定性影響，并聯過大的電容將導致變換器輸出電壓產生振蕩。

根據ZVS移相全橋小信號模型[8]，可知經過控制器補償后系統的開環傳遞函數為：

Gop（s）=Gc（s）·Gvd（s）

=kp+·? （3）

當采用基于大電容補償及限流技術的補償策略時，由于在輸出端口并聯了大電容，此時系統的傳遞函數發生改變，系統傳遞函數的零極點將發生變化，因此系統整體穩定性和動態響應都將發生改變，原先基于未并聯大電容時的系統設計的控制器不一定能對并聯大電容的系統進行補償，為此需要確定系統所能并聯的電容容值的取值范圍。設計電容容值的具體步驟如下：

2.1? ? 并聯電容的取值范圍

并聯大電容后的開環傳遞函數為：

Gop（s）=Gc（s）·Gvd（s）

=kp+·?（4）

kC為并聯大電容后的整體等效電容，這時將k定為變量，可以畫出閉環系統特征方程的根軌跡，即可確定系統穩定時的k值取值范圍。根據式（5）即可求出系統所能并聯的電容取值范圍。

k=? ? ? （5）

2.2? ? 滿足系統動態響應及穩定裕度的電容值

通過系統隨并聯電容大小變化的根軌跡可得電容的最大取值，這時為了確定滿足系統動態性能及穩定裕度的具體并聯電容取值，可以通過畫出具體電容取值的閉環系統的階躍響應和開關傳遞函數Bode圖。按照系統所需滿足的動態性能要求及穩定裕度要求[9]，選擇合適的電容取值，一般系統的相位裕度取30°～60°。對直流應急電源進行時域、頻域分析，如圖5所示。

由圖5可知，隨著并聯的大電容變大，變換器系統的動態響應將變差，階躍響應的超調量增大，上升時間變長，調整時間增加。可見并聯的大電容并不是越大越好。

根據圖6可知，當大電容增大時，系統的相角裕度不斷減小。C=1.5 F時，系統的相角裕度為30°，無法滿足系統穩定性要求。綜合考慮動態要求以及系統穩定性要求，取大電容為0.5 F。

3? ? 實驗驗證

根據上述沖擊性負載補償策略，搭建移相全橋電路，并針對該補償策略進行半實物仿真驗證，移相全橋電路拓撲如圖1所示，其中直流應急電源額定功率為4 kW，輸入電壓為DC176～264 V，輸出電壓為DC24 V，開關頻率為50 kHz，諧振電感Lr為4 μH，隔直電容Cp為4.5 μF，變壓器變比為4.5：1：1，輸出濾波電感為10 μH，濾波電容為60 000 μF。

半實物仿真中控制器帶有硬件限流，負載為450 A沖擊性RC負載，分別針對不加大電容補償和加大電容補償兩種模式進行驗證。實驗波形分別如圖7和圖8所示。

從上面實驗對比波形可以看出，直流應急電源帶450 A沖擊性負載啟動，在不增加大電容補償時，輸出電壓瞬間跌落至20 V左右，輸入側有2 ms的持續充電電流，峰值為50 A左右，輸出也會有2 ms的持續電流，但瞬間放電電流會達到200 A左右;并聯大電容后，在負載啟動瞬間，輸出電壓瞬間跌落至23.8 V左右，輸入側有10 ms的持續充電電流，峰值為50 A左右，輸出也會有10 ms的持續電流，但瞬間放電電流也會達到200 A左右。因此，并聯大電容可以減小輸出電壓的跌落，但直流應急電源輸入、輸出仍然有沖擊電流，對直流應急電源的容量設計和保護帶來不利影響，需要通過增加限流來限制直流應急電源輸入側和輸出側的沖擊電流。

圖9為采用所提補償策略時接入沖擊性負載波形。由圖可知，采用基于大電容補償和硬件限流的直流應急電源沖擊性負載補償策略，不僅輸入、輸出沖擊電流得到了有效的限制，而且對輸出電壓的影響幾乎可以忽略，完全能夠滿足關鍵負載的用電需求。

4? ? 結語

本文提出了一種基于大電容補償和硬件限流的直流應急電源沖擊性負載補償策略，該補償策略可以抑制直流應急電源輸入、輸出的沖擊電流，無須額外增加電路，同時能降低直流應急電源和配電保護裝置的容量，因此基于大電容輸出及限流技術的補償策略具有較好的補償效果和工程應用價值。

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收稿日期：2022-02-14

作者簡介：趙博（1977—），男，吉林長春人，工程師，研究方向：船舶機電。