面向電流源型PWM整流器直流側(cè)電壓的多環(huán)路控制策略

郭 強(qiáng) 周琛力 李 山

面向電流源型PWM整流器直流側(cè)電壓的多環(huán)路控制策略

郭 強(qiáng) 周琛力 李 山

（重慶理工大學(xué)重慶市能源互聯(lián)網(wǎng)工程技術(shù)研究中心 重慶 400054）

三相電流源型PWM整流器作為低壓直流配電系統(tǒng)有源前端時，因網(wǎng)側(cè)LC濾波環(huán)節(jié)和直流側(cè)電容的存在使系統(tǒng)控制難度增加。首先，在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下建立電壓定向數(shù)學(xué)模型，通過控制網(wǎng)側(cè)電流d軸與q軸分量，完成系統(tǒng)有功、無功功率的獨(dú)立控制；其次，基于相量法提出一種電容電流補(bǔ)償方法，僅構(gòu)建電容電壓前饋通道，實(shí)現(xiàn)間接電流控制策略下功率因數(shù)校正；然后，采用電容電壓反饋有源阻尼法對網(wǎng)側(cè)LC諧振進(jìn)行抑制，詳細(xì)分析反饋增益對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響；此外，該文通過在內(nèi)環(huán)引入直流側(cè)電感電流反饋以及阻尼因子，進(jìn)一步改善系統(tǒng)性能；之后，利用頻域法與根軌跡法對整個控制環(huán)路進(jìn)行分析，輔助Matlab/SISO設(shè)計(jì)工具，在離散域中直接優(yōu)化設(shè)計(jì)控制器零點(diǎn)位置與環(huán)路增益；最后，通過仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出方法的可行性和有效性。

電流源型整流器 多環(huán)路 有源阻尼 功率因數(shù)補(bǔ)償 控制器設(shè)計(jì)

0 引言

近年來，社會對直流負(fù)荷的需求顯著增加，包括LED照明設(shè)備、具有變頻功能的家用電器、電動汽車以及數(shù)據(jù)中心等。與此同時，可再生能源中諸如光伏電池、燃料電池、儲能單元等均屬于直流電源。若利用低壓直流配電系統(tǒng)將兩者合理接入，可有效減少功率變換環(huán)節(jié)，從而改善系統(tǒng)效率、可靠性并降低成本[1-3]。

目前在通信、樓宇供電等應(yīng)用領(lǐng)域中，低壓直流配電系統(tǒng)母線電壓標(biāo)準(zhǔn)尚未完善，為兼容所用交流設(shè)備，考慮用電設(shè)備中元器件選型和生產(chǎn)設(shè)計(jì)的合理性，直流母線電壓控制在380～400V附近[4-5]。由于對功率處理能力以及輸入電流正弦化的要求，多采用PWM電壓源型整流器（Voltage Source Rectifier, VSR）獲得直流電壓。然而針對未來以數(shù)據(jù)中心為代表，對配電系統(tǒng)有更高可靠性、更高效率要求的背景下，該拓?fù)浯嬖趦蓚€不利因素：①直流母線電容器影響系統(tǒng)壽命與可靠性[6]；②兩級拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)導(dǎo)致系統(tǒng)效率降低[7]。

與VSR不同，PWM電流源型整流器（Current Source Rectifier, CSR）具有降壓輸出、抑制輸出短路電流、輸入濾波器尺寸小、直接啟動等優(yōu)點(diǎn)[8-9]，使其在低壓直流配電系統(tǒng)具有較大的應(yīng)用前景。

目前針對CSR控制策略方面，國內(nèi)外學(xué)者進(jìn)行了一些研究工作[10-17]。文獻(xiàn)[10-13]在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下將網(wǎng)側(cè)電流分解為d軸和q軸分量，分別采用比例積分（Proportional Integral, PI）控制器進(jìn)行控制，具有良好的性能。文獻(xiàn)[14]提出基于幅相控制的間接電流控制策略，相比于直接電流控制，其網(wǎng)側(cè)電流動態(tài)響應(yīng)較慢，但控制環(huán)路簡單且易于整定。文獻(xiàn)[15]基于非線性微分幾何理論的輸入/輸出精確線性化方法，實(shí)現(xiàn)三相CSR動態(tài)模型大范圍的線性化以及狀態(tài)變量的解耦控制。該方法可獲得較理想的效果，但在輕載條件下準(zhǔn)確度降低，系統(tǒng)容易不穩(wěn)定。文獻(xiàn)[16-17]將有限控制集模型預(yù)測控制運(yùn)用于CSR整流器中，具有無需PI參數(shù)整定、網(wǎng)側(cè)諧波小、動態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點(diǎn)，但運(yùn)算量較大。以上文獻(xiàn)中僅涉及對直流側(cè)電流的跟蹤控制，而當(dāng)三相CSR應(yīng)用于低壓直流配電系統(tǒng)時，其需要實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的控制。針對上述問題，文獻(xiàn)[18-20]采用了直流輸出電壓外環(huán)、直流側(cè)電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略，但目前尚未有文獻(xiàn)對網(wǎng)側(cè)電流諧波抑制、電容電流補(bǔ)償以及控制器參數(shù)設(shè)計(jì)給出系統(tǒng)的解決方案。

本文針對低壓直流配電系統(tǒng)下三相CSR網(wǎng)側(cè)與直流側(cè)的控制要求，首先，在dq坐標(biāo)系下建立電壓定向大信號數(shù)學(xué)模型，通過調(diào)節(jié)網(wǎng)側(cè)電流矢量d軸分量和q軸分量，實(shí)現(xiàn)有功功率與無功功率的獨(dú)立控制。其次，基于十二扇區(qū)空間矢量調(diào)制策略，采用解析法估算網(wǎng)側(cè)電流諧波，并通過迭代優(yōu)化濾波器參數(shù)；同時，基于相量法提出一種電容電流補(bǔ)償方法，僅通過構(gòu)建電容電壓前饋通道，實(shí)現(xiàn)間接電流控制策略下功率因數(shù)校正。然后，采用電容電壓反饋有源阻尼法對網(wǎng)側(cè)LC諧振進(jìn)行抑制，詳細(xì)分析反饋增益對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。此外，該文通過在內(nèi)環(huán)引入直流側(cè)電感電流反饋以及阻尼因子，進(jìn)一步改善系統(tǒng)動態(tài)性能。利用頻域法與根軌跡法對整個控制環(huán)路進(jìn)行分析，輔助Matlab/SISO設(shè)計(jì)工具，兼顧快速性與穩(wěn)定性，在離散域中直接優(yōu)化控制器零點(diǎn)位置與環(huán)路增益。最后，采用基于模型的設(shè)計(jì)方法將離散模型直接轉(zhuǎn)化為控制代碼，實(shí)現(xiàn)算法的快速驗(yàn)證。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文所提出控制策略以及參數(shù)設(shè)計(jì)的正確性。

1 工作原理與濾波器設(shè)計(jì)

三相CSR作為低壓直流配電系統(tǒng)有源前端整流器時，o為直流側(cè)接電容，PWM電流源型整流器主電路拓?fù)淙鐖D1所示。e、u、、sx分別為相網(wǎng)側(cè)電壓、交流側(cè)電壓、網(wǎng)側(cè)電流、交流側(cè)電流，=a, b, c；g、g分別為交流濾波電感和濾波電容，用于濾除高頻開關(guān)分量；s為交流濾波電感及線路等效電阻；為保證開關(guān)S（=1,…, 6）具有反向電壓阻斷能力，文中采用絕緣柵雙極型晶體管（Insu- lated Gate Bipolar Transistor, IGBT）與二極管串聯(lián)結(jié)構(gòu)；整流器輸出側(cè)并聯(lián)二極管VD，不僅可以簡化控制邏輯，還能有效降低續(xù)流過程的導(dǎo)通損耗；電感dc均分為感值相同的兩個電感，分別置于正、負(fù)直流母線端，將有效降低共模噪聲電流。

圖1 PWM電流源型整流器主電路拓?fù)?/p>

當(dāng)采用空間矢量調(diào)制策略時，由于二極管VD的續(xù)流作用，零矢量作用時間內(nèi)電流無需流經(jīng)對應(yīng)橋臂，從而實(shí)現(xiàn)降低導(dǎo)通損耗以及簡化控制邏輯的目的[7]。同時，為了降低整流器開關(guān)損耗，本文采用十二扇區(qū)電流空間矢量調(diào)制策略，如圖2所示。在一個PWM開關(guān)周期s內(nèi)，參考電流空間矢量ref通過相鄰兩個有效電流矢量和零矢量合成得到，當(dāng)ref處于扇區(qū)1時，有效矢量與零矢量分別為1、6和0，根據(jù)安秒平衡法則以及矢量合成原理得到

式中，1、2和0分別為矢量6、1和0的作用時間；為電流矢量扇區(qū)角；sm為交流側(cè)基波電流幅值；dc為直流側(cè)電感電流；c為調(diào)制因數(shù)，c∈[0, 1]。

圖2 十二扇區(qū)電流空間矢量

當(dāng)矢量1作用時，a相經(jīng)S1與直流側(cè)相連，有sa=dc；當(dāng)矢量6作用時，有sa=dc；當(dāng)矢量0作用時，有sa=0。假設(shè)三相網(wǎng)側(cè)電壓為理想電壓源，且忽略直流側(cè)電流紋波，有dc=dc，得到一個開關(guān)周期內(nèi)a相交流側(cè)電流有效值為

將式（2）擴(kuò)展到基波周期中，a相交流側(cè)電流有效值為

通過減去式（3）中交流側(cè)基波電流分量有效值，得到a相交流側(cè)紋波電流有效值為

由于高頻諧波分量主要分布在載波頻率以及其整數(shù)倍附近，且諧波幅值依次衰減，CSR交流側(cè)等效電路如圖3所示。故簡化為CSR交流側(cè)僅含有基波分量與高頻開關(guān)分量，利用疊加定理將整流器交流側(cè)分別等效如下。

（1）針對基頻分量，當(dāng)采用合理的控制策略時網(wǎng)側(cè)電流、電壓實(shí)現(xiàn)同相位，其直流側(cè)等效為電阻負(fù)載，如圖3a所示，其中

式中，為基波角頻率；m為網(wǎng)側(cè)基波電壓幅值；m為網(wǎng)側(cè)基波電流幅值。

（2）針對高頻開關(guān)分量，將直流輸出側(cè)等效為受控電流源，其頻率為開關(guān)頻率，如圖3b所示。

為了滿足入網(wǎng)電氣設(shè)備電流諧波的要求，需要對LC濾波器進(jìn)行合理設(shè)計(jì)。根據(jù)上述分析，得到網(wǎng)側(cè)電流諧波分量有效值為

式中，s為開關(guān)角頻率，s=2p/s。

根據(jù)總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）的定義，得到

由式（6）、式（7）可知，增大、可有效降低網(wǎng)側(cè)電流諧波。然而電感值過大將引起系統(tǒng)體積、質(zhì)量及成本的增加；而濾波電容過大將引起功率因數(shù)降低以及啟動沖擊電流增大。迭代優(yōu)化LC濾波器參數(shù)，以保證網(wǎng)側(cè)電流諧波畸變率小于5%，因此根據(jù)IEEE 1459-2010標(biāo)準(zhǔn)，整流器輸入功率因數(shù)（Power Factor, PF）可表示為

式中，為網(wǎng)側(cè)電壓與網(wǎng)側(cè)電流的相位。

2 系統(tǒng)建模與控制策略

2.1 雙閉環(huán)控制策略

假設(shè)三相電網(wǎng)電壓平衡且僅含有基波分量，得到三相CSR在dq坐標(biāo)系下系統(tǒng)大信號模型為

式中，d、q、d、q、d、q、d、q分別為交流濾波電容電壓、網(wǎng)側(cè)電壓、網(wǎng)側(cè)電流和占空比的d軸、q軸分量；o為直流側(cè)輸出電壓。

根據(jù)瞬時功率理論，三相CSR系統(tǒng)有功功率與無功功率可分別表示[21]為

式中，為復(fù)功率；為有功功率；為無功功率。

通過將d軸定向于網(wǎng)側(cè)電壓矢量，有q=0，則式（10）可簡化為

由式（11）可知，當(dāng)網(wǎng)側(cè)電壓穩(wěn)定時，系統(tǒng)有功功率、無功功率獨(dú)立控制即轉(zhuǎn)化為對d、q的 控制。

針對三相CSR系統(tǒng)的控制目標(biāo)，實(shí)現(xiàn)直流側(cè)輸出電壓恒定、輸入功率因數(shù)校正及網(wǎng)側(cè)電流正弦化，本文采用含無功功率前饋的雙閉環(huán)控制策略，三相CSR系統(tǒng)控制框圖如圖4所示。首先，直流側(cè)輸

圖4 三相CSR系統(tǒng)控制框圖

2.2 無功功率補(bǔ)償方法

當(dāng)三相CSR采用間接電流控制策略時，交流側(cè)參考電流表示為

忽略整流器及濾波電路中功率損耗，根據(jù)功率守恒理論有

圖5 CSR交流側(cè)相量

式中，G、R和o分別為網(wǎng)側(cè)輸入有功功率、交流側(cè)輸入有功功率以及直流側(cè)輸出功率；為網(wǎng)側(cè)基波電壓與交流側(cè)基波電流相位。

聯(lián)立式（1）和式（13），得到

由式（13）和式（14）可知，當(dāng)輸出功率和輸出電壓保持恒定時，通過增加調(diào)制因數(shù)c，可增大值，從而減小值，提高三相CSR輸入功率因數(shù)，如圖5所示，以下進(jìn)行詳細(xì)的定量分析。

根據(jù)圖5及式（13）得到以下復(fù)數(shù)關(guān)系表達(dá)式為

根據(jù)上述分析，經(jīng)補(bǔ)償dq坐標(biāo)系下相量關(guān)系如圖6所示，在電網(wǎng)電壓定向dq坐標(biāo)系中利用相量法，分別對交流濾波電容電流id、iq進(jìn)行補(bǔ)償，得到交流側(cè)控制參考電流為

為了降低系統(tǒng)靈敏度與噪聲的影響，忽略電容電流中的微分項(xiàng)，僅考慮穩(wěn)態(tài)項(xiàng)，有

dq坐標(biāo)系下電容電流僅通過電容電壓計(jì)算得到，相應(yīng)可求得

2.3 諧振抑制策略

由于網(wǎng)側(cè)LC濾波器存在，三相CSR易受到PWM諧波或系統(tǒng)階躍響應(yīng)的影響，引起系統(tǒng)諧振。此外，線路電感因電源阻抗、傳輸線路以及隔離變壓器而增加，使諧振頻率點(diǎn)向低頻偏移，將會造成更為嚴(yán)重的低頻諧振。為了有效抑制諧振，常采用將阻尼電阻串聯(lián)、并聯(lián)接在LC濾波電路中，共包括四種位置樣式。由于電流將流過這些阻尼電阻，必然造成損耗增加，從而限制其在大功率應(yīng)用場合中的性能。有源阻尼法則通過改變系統(tǒng)控制環(huán)路來增加LC濾波器阻尼，從而有效克服了無源阻尼電阻發(fā)熱問題。根據(jù)引入反饋?zhàn)兞康牟煌姼须娏鞣答仭㈦姼须妷悍答仭㈦娙蓦妷悍答伜碗娙蓦娏鞣答佀姆N有源阻尼方法[22]，如圖7所示，其中Ki、Kv、Kv、Ki和分別為對應(yīng)的反饋增益。

圖7 不同變量反饋下的有源阻尼方法

然而電感電壓、電容電流的獲取需要增加微分環(huán)節(jié)，將可能引入噪聲干擾；而電感電流的獲取需要在網(wǎng)側(cè)增加電流傳感器，因此本文采用電容電壓反饋有源阻尼法，得到交流側(cè)電流到網(wǎng)側(cè)電流的傳遞函數(shù)為

由式（20）計(jì)算出阻尼系數(shù)和諧振頻率r為

通過式（21）可知，增大反饋增益Kv能有效提高阻尼系數(shù)，然而Kv過大會造成調(diào)制系數(shù)c輸出飽和。為了解決該問題，在反饋環(huán)路中引入高通濾波器，電容電壓反饋環(huán)路框圖如圖8所示，此時交流側(cè)電流到網(wǎng)側(cè)電流的傳遞函數(shù)為

當(dāng)反饋增益Kv在（0, 1）范圍內(nèi)不斷增大時，不同Kv取值下L()的幅頻特性曲線如圖9所示，LC諧振尖峰被逐漸衰減，并最終呈現(xiàn)過阻尼特性。從LD()零極點(diǎn)位置分布來看，不同Kv對濾波器傳遞函數(shù)零極點(diǎn)位置影響如圖10所示，當(dāng)Kv為零或較小時，系統(tǒng)存在一對共軛極點(diǎn)和一個實(shí)數(shù)極點(diǎn)，在共同作用下呈現(xiàn)諧振特性；隨著Kv不斷增大，共軛極點(diǎn)阻尼系數(shù)逐漸減小，此后轉(zhuǎn)化為兩個實(shí)數(shù)極點(diǎn)，使系統(tǒng)呈現(xiàn)過阻尼特性。綜合考慮，選取反饋增益Kv=0.2，在有效抑制諧振的同時不造成電流控制器輸出飽和。

圖9 不同KCv取值下GL(s)的幅頻特性曲線

圖10 不同KCv對濾波器傳遞函數(shù)零極點(diǎn)位置影響

3 控制器設(shè)計(jì)

3.1 電流內(nèi)環(huán)控制器設(shè)計(jì)

根據(jù)本文所提出控制策略得到三相CSR雙閉環(huán)控制框圖，如圖11所示。

圖11a中給出了系統(tǒng)在連續(xù)域中雙閉環(huán)控制框圖，i()和v()的表達(dá)式分別為

式中，i、i分別為電流內(nèi)環(huán)控制器的增益系數(shù)和時間系數(shù)；v、v分別為電壓外環(huán)控制器的增益系數(shù)和時間系數(shù)。

當(dāng)整流器系統(tǒng)采用數(shù)字控制時，程序計(jì)算會引起1個采樣時間的延遲，而對稱PWM因零階保持作用，產(chǎn)生0.5個采樣時間延遲[23]。因此，在控制環(huán)路中總時間延遲的傳遞函數(shù)可表示為

式中，c為數(shù)字控制系統(tǒng)采樣時間。

由于被控模型與電流內(nèi)環(huán)存在交聯(lián)，利用Mason定理得到等效控制框圖，如圖11b所示，包括兩部分組成：整流器輸出電壓dc到直流側(cè)電感電流dc的傳遞函數(shù)i2u()；直流側(cè)電感電流dc到負(fù)載輸出電壓o的傳遞函數(shù)o2i()，即

聯(lián)立式（23）、式（25）和式（26），得到電流內(nèi)環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為

令電流內(nèi)環(huán)控制器Gi(s)=1，得到Toi(s)未經(jīng)校正的Bode圖如圖12所示，由于直流側(cè)電感、電容的存在，將引起電流內(nèi)環(huán)的低頻LC振蕩，并影響系統(tǒng)的動態(tài)性能。為了解決該問題，本文通過在電流內(nèi)環(huán)中增加直流側(cè)電感電流來反饋?zhàn)枘岘h(huán)路，并引入阻尼因子KD，含直流側(cè)阻尼反饋環(huán)路的系統(tǒng)閉環(huán)控制框圖如圖13所示。在KD由0逐漸增加到0.5的過程中，系統(tǒng)諧振峰值由57.8dB（162Hz處）逐漸降低，有效抑制直流側(cè)諧振尖峰；但隨著KD繼續(xù)增大，傳遞函數(shù)幅值增益在1.5～2.5kHz范圍內(nèi)出現(xiàn)小諧振尖峰，從而對電流內(nèi)環(huán)設(shè)計(jì)產(chǎn)生不利影響，故選取KD=0.05。

圖13 含直流側(cè)阻尼反饋環(huán)路的系統(tǒng)閉環(huán)控制框圖

為了實(shí)現(xiàn)數(shù)字控制，需要將所設(shè)計(jì)的控制模型進(jìn)行離散化處理。

首先，應(yīng)用Tustin變換將電流內(nèi)環(huán)控制器i()和電壓外環(huán)控制器v()進(jìn)行離散化，得到

式中，ip=ii；ii=i；vp=vv；vi=v。

對式（26）應(yīng)用零階保持變換，得到離散域傳遞函數(shù)為

其中

由于直流側(cè)電感電流與負(fù)載輸出電壓保持同步采樣，被控模型將不會產(chǎn)生附加延遲。因此，對式（27）應(yīng)用脈沖響應(yīng)不變法，得到其離散域傳遞函數(shù)為

因此，建立雙閉環(huán)控制系統(tǒng)離散域模型，如圖14所示，并分別得到系統(tǒng)離散域電流內(nèi)環(huán)開環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)分別為

電流內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)為四階系統(tǒng)，若要兼顧動態(tài)響應(yīng)速度與系統(tǒng)穩(wěn)定性，需要合理設(shè)置電流內(nèi)環(huán)控制器參數(shù)。對于電流內(nèi)環(huán)的設(shè)計(jì)，本文利用Matlab/ SISO設(shè)計(jì)工具，通過配置i()零點(diǎn)位置與增益大小，使系統(tǒng)具有所期望的性能。首先，保持i不變，逐漸改變i()中零點(diǎn)位置，即改變i的大小，得到電流內(nèi)環(huán)開環(huán)Bode圖和根軌跡，如圖15所示。

圖15 Gi(z)零點(diǎn)位置對系統(tǒng)的影響

令電流內(nèi)環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)極點(diǎn)、零點(diǎn)在Bode圖中對應(yīng)的位置分別記作P1、P2、P3、Z1和Zx，如圖15a所示，Zx為i()的零點(diǎn)位置。

（1）當(dāng)Zx放置于P1和P2之間時，電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)中存在1對共軛極點(diǎn)，隨著Zx逐漸向極點(diǎn)P1靠近，系統(tǒng)阻尼比不斷減小，增益裕度降低，最終導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定；相反，隨著Zx向極點(diǎn)P2靠近，同時閉環(huán)共軛極點(diǎn)逐漸向原點(diǎn)逼近，其對系統(tǒng)影響逐漸顯現(xiàn)，但始終保持過阻尼特性。

（2）當(dāng)Zx放置于P2和P3之間時，Zx穿越P2后，系統(tǒng)根軌跡如圖15b所示，共軛極點(diǎn)已成為主導(dǎo)極點(diǎn)，隨著向P3接近以及穿越的過程中，系統(tǒng)維持欠阻尼特性，隨著阻尼比不斷減小，響應(yīng)速度及跟隨能力明顯增強(qiáng)，但同時引起電流內(nèi)環(huán)超調(diào)量的增加。

圖16 電流內(nèi)環(huán)開環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖

3.2 電壓外環(huán)控制器設(shè)計(jì)

根據(jù)圖14所示，列寫出系統(tǒng)離散域電壓外環(huán)開環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)為

針對高階系統(tǒng)，同樣利用Matlab/SISO設(shè)計(jì)工具對v()進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，最終確定v=14，v=8.7× 10-3。補(bǔ)償后電壓外環(huán)開環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖如圖17所示，此時系統(tǒng)穩(wěn)定，相位裕度為78.5°，系統(tǒng)帶寬為115Hz，約為電流內(nèi)環(huán)帶寬的1/10，故滿足系統(tǒng)性能設(shè)計(jì)要求。

圖17 電壓外環(huán)開環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖

4 仿真結(jié)果

本文基于Matlab/Simulink搭建三相CSR仿真模型，分析系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)、動態(tài)運(yùn)行性能，從而驗(yàn)證所提出方法的正確性。表1給出了仿真所需參數(shù)。

表1 三相CSR系統(tǒng)參數(shù)

Tab.1 System parameters of three-phase CSR

圖18為三相CSR穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時的仿真結(jié)果，可以看出，分別工作在阻性負(fù)載4.5kW（半載）和9kW（滿載）時，網(wǎng)側(cè)電流均呈現(xiàn)正弦化，其滿載時THD僅為1.58%，滿足IEEE 519標(biāo)準(zhǔn)；網(wǎng)側(cè)電壓、電流始終保持同相位，有功、無功功率獨(dú)立穩(wěn)定輸出，無功功率在零值附近作較小幅值波動，功率因數(shù)大于0.99。

圖19給出了負(fù)載階躍變化20%的仿真結(jié)果。結(jié)果表明，在突加、突減運(yùn)行兩種工況下，直流側(cè)輸出電壓均能在10ms內(nèi)完成對給定值的跟蹤，電壓波動均小于25V，同時網(wǎng)側(cè)電流在突變過程中無明顯畸變，始終實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)電壓的相位跟蹤。

圖19 瞬態(tài)響應(yīng)仿真結(jié)果

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

通過搭建一臺三相CSR實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，對提出控制策略進(jìn)行驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖20所示。整流器交流側(cè)連接三相可編程電網(wǎng)模擬器（Chroma-61830），而直流側(cè)連接電子負(fù)載（IETCH-IT8626）。其中主控制芯片采用TMS320F28335+CPLD，開關(guān)管采用FF100R12RT4，串聯(lián)二極管分別采用MEA75-12DA和MEK75-12DA，交、直流側(cè)濾波電感分別采用非晶合金磁心AMCC-32和AMCC-100，實(shí)驗(yàn)電氣參數(shù)與仿真參數(shù)設(shè)置一致。

圖20 三相CSR實(shí)驗(yàn)平臺

本文軟件部分采用基于模型的設(shè)計(jì)方法，通過Embedded Target Library外設(shè)功能模塊和常用算法模塊構(gòu)建Simulink模型，如圖21所示，并根據(jù)硬件環(huán)境合理配置模塊，最終生成所需程序代碼。

圖21 基于模型設(shè)計(jì)的Simulink模型

圖22給出了采用與未采用有源阻尼控制策略時網(wǎng)側(cè)電流波形，圖中，1為算法使能開始時刻，可以看出，使能前網(wǎng)側(cè)電流a諧波含量明顯，而使能后網(wǎng)側(cè)電流a諧波分量得到有效抑制，具有更好的正弦特性。

圖22 采用與未采用有源阻尼法時網(wǎng)側(cè)電流波形

圖23給出了阻性負(fù)載分別為4.5kW（半載）和9kW（滿載）情況下，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時網(wǎng)側(cè)電壓、網(wǎng)側(cè)電流、直流側(cè)電感電流以及輸出電壓的實(shí)驗(yàn)波形。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所設(shè)計(jì)的三相CSR系統(tǒng)，在不同運(yùn)行工作點(diǎn)下，網(wǎng)側(cè)電流均能準(zhǔn)確跟蹤網(wǎng)側(cè)電壓相位，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行；同時網(wǎng)側(cè)電流正弦化，其半載、滿載THD值分別為3.64%和2.43%，均小于5%，能夠有效抑制網(wǎng)側(cè)電流的諧波畸變；直流側(cè)輸出電壓o保持380V穩(wěn)定輸出，實(shí)現(xiàn)對給定電壓的無靜差控制，且與仿真結(jié)果保持 一致。

圖23 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖24a為系統(tǒng)以40%負(fù)荷帶載起動時動態(tài)響應(yīng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果，網(wǎng)側(cè)電流a僅在5ms內(nèi)便實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)電壓相位的快速跟蹤，同樣直流側(cè)輸出電壓o在10ms內(nèi)穩(wěn)定至給定值，整個響應(yīng)過程無超調(diào)。圖24b為滿載情況下突減20%負(fù)載時的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，直流側(cè)電感電流dc能快速下降至穩(wěn)定值，且過程無超調(diào)；o雖然存在過沖，但其波動幅值小于30V，調(diào)節(jié)時間小于10ms。

圖24 瞬態(tài)響應(yīng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

因此，通過上述實(shí)驗(yàn)證明了本文提出的控制策略與參數(shù)設(shè)計(jì)方法能夠使三相CSR系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)態(tài)、動態(tài)性能。

6 結(jié)論

考慮三相CSR應(yīng)用于低壓直流配電系統(tǒng)時的控制要求，基于dq坐標(biāo)系建立電壓定向數(shù)學(xué)模型，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)有功、無功功率獨(dú)立控制。基于相量法提出一種電容電流補(bǔ)償方法，構(gòu)建電容電壓前饋通道，并采用電容電壓反饋有源阻尼法對網(wǎng)側(cè)LC諧振進(jìn)行抑制。同時，引入直流側(cè)電感電流反饋以及阻尼因子，改善其環(huán)路性能。利用頻域法與根軌跡法優(yōu)化控制器零點(diǎn)位置與環(huán)路增益。通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，得到如下結(jié)論：

1）基于直流側(cè)電壓、電流雙閉環(huán)控制方法簡化了有功功率和無功功率的控制架構(gòu)，省去了網(wǎng)側(cè)電流傳感器，具有良好的工程應(yīng)用價值。

2）本文所提出的控制策略使系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)態(tài)、動態(tài)性能，其中網(wǎng)側(cè)電壓電流保持同相位，有效改善網(wǎng)側(cè)電流諧波且輸出電壓穩(wěn)定。

3）采用基于模型的設(shè)計(jì)方法，提高了控制算法的開發(fā)效率。

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A Multiple Loops Control Strategy Based on DC Link Voltage of Current Source PWM Rectifiers

（Chongqing Energy Internet Engineering Technology Research Center Chongqing University of Technology Chongqing 400054 China）

When the three-phase current source PWM rectifier is employed as the active front-end in low-voltage DC distribution systems, the difficulty and complexity of the control system increase due to the existence of input LC filter and DC bus capacitor. Firstly, a voltage-oriented mathematical model is established in the synchronous rotating reference frame. A compensation scheme of capacitance current based on phasor method is proposed, which guarantees that only by capacitor-voltage feedforward path the input power factor can be kept at unity. Secondly, as an alternative damping method, the capacitor-voltage feedback is used to suppress the LC resonance, and the influence of the feedback gains on the stability of the system is discussed. Furthermore, the system’s dynamic performance is further improved by adopting DC-side inductor-current feedback and damping factor. The active power and reactive power of the system are controlled independently by d-axis and q-axis components of the grid side current. The control loops are analyzed using the frequency-response method and the root locus analysis, and supported with Matlab/SISOTOOL, the zero position and loop gains of the controllers are straightforward designed in the z-domain. Finally, the simulation and experimental results verify the feasibility and effectiveness of the proposed method.

Current source rectifier, multiple loops, active damping, power factor compensation, controller design

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210274

TM46

郭 強(qiáng) 男，1984年生，博士，研究方向?yàn)楣β首儞Q器控制技術(shù)。E-mail: guoqiang@cqut.edu.cn

周琛力 男，1996年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏髟葱驼髌鹘Ｅc控制等。E-mail: Zhouchenli@2018.cqut.edu.cn（通信作者）

2021-03-03

2021-04-19

重慶市教委科學(xué)技術(shù)研究計(jì)劃資助項(xiàng)目（KJQN202001128）。

（編輯 陳 誠）