一種具有寬輸出調壓范圍與低電壓應力的單級無橋隔離型PFC變換器

孫 凱 賁洪奇 孟 濤 趙志強 丁明遠

一種具有寬輸出調壓范圍與低電壓應力的單級無橋隔離型PFC變換器

孫 凱1賁洪奇1孟 濤2趙志強1丁明遠1

（1. 哈爾濱工業大學電氣工程及自動化學院 哈爾濱 150001 2. 黑龍江大學機電工程學院 哈爾濱 150006）

針對單級無橋隔離型功率因數校正（PFC）變換器存在開關管電壓應力大，工作于降壓模式時，總諧波畸變率（THD）高、功率因數（PF）低的問題，提出一種具有寬輸出調壓范圍與低電壓應力的單級無橋隔離型PFC變換器。該變換器采用雙繞組分裂電容的結構，降低了開關管與二極管的電壓應力。通過引入工頻開關管，消除變換器工作于降壓模式時的輸入電流畸變，實現降壓模式下的高功率因數，從而有效拓寬輸出電壓的調節范圍。變換器工作于斷續導通模式（DCM）時，可實現二極管的零電流關斷（ZCS）。詳細分析變換器的工作原理和運行特性，并通過軟件進行仿真證明，最后通過搭建一臺50W實驗樣機，驗證了該變換器能工作于較寬輸出電壓范圍，具有開關管電壓應力小、功率因數高、控制簡單和轉換效率高等優點。

單級無橋隔離型PFC變換器 寬輸出調壓范圍 低電壓應力 高功率因數

0 引言

電力電子設備等非線性裝置的使用，一方面會消耗大量的無功功率；另一方面會產生大量的諧波電流[1-3]。無功功率與諧波含量是關系電網效率的兩個重要指標。為保證電網電能質量，通常須嚴格限制AC-DC變換器注入電網的諧波電流，以滿足國際電工委員會制定的諧波標準IEC 61000-3-2。

有源功率因數校正（Active Power Factor Correction, APFC）變換器具有功率因數（Power Factor, PF）高、總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）低、成本低等優點，因而得到了廣泛應用[4-5]。傳統APFC拓撲為兩級式結構，前級用于功率因數校正，后級用于DC-DC變換。這種兩級式結構的PFC變換器具有功率因數高、調壓范圍大、穩壓精度高等優點[6-7]，但通常控制復雜、體積較大。為追求更高功率密度，具有較少開關器件和較高效率的單級PFC變換器逐漸被人們所重視[8-11]。

文獻[9-12]提出了幾種常見的單級PFC電路。這幾種拓撲均通過輸入側的二極管整流橋進行交流電壓到直流電壓的轉換，然后通過對開關管的控制實現PFC。由于整流橋在任意時刻均存在兩個二極管導通，二極管的通態損耗較大，限制了變換器的效率提升。為此，有學者們提出了無橋PFC變換器的方案[13]。

文獻[14]提出了一種單級無橋無電解電容變換器，其利用半橋單元將無橋Boost電路與串聯諧振變換器相整合，實現了結構的單級化，但串聯諧振變換器的引入會增大電壓應力，限制拓撲功率的提升。文獻[15]提出了一種無橋反激PFC變換器。其通過引入共源雙向開關管，使得交流輸入電壓下可得到正極性輸出電壓，從而省去了輸入側的整流橋。文獻[16]提出了一種用于移相控制的交錯圖騰柱式無橋PFC變換器。通過將交錯并聯技術與無橋變換器相結合，減小了器件應力，提高了變換器效率，但感性元器件引入較多，且輸出電壓調壓范圍較窄。文獻[17]提出了一種用于電池充電等中大功率場合的無橋軟開關PFC變換器，變換器運行在連續導通模式（Continue Conduction Mode, CCM）下，可實現電路中全部開關管的零電壓開通，具有較高的轉換效率，但輸入電流存在過零畸變，且僅可工作于升壓模式，輸出調壓范圍較窄。文獻[18]提出了工作于斷續導通模式（Discontinue Conduction Mode, DCM）的無橋Cuk變換器，具有輸出電流紋波小、輸出調壓范圍廣等優點，但其輸入電流THD較高。文獻[19]中提出了一種無橋Sepic變換器，變換器工作在DCM下僅需單電壓環就可以實現輸入電流波形跟蹤輸入電壓，無需無橋PFC變換器復雜的輸入電壓與輸入電流采樣電路，且電路功率因數高、THD低，但變換器輸入和輸出之間無電氣隔離。文獻[20]提出了一種基于Sepic電路的單級無橋隔離式PFC變換器，采用雙向開關管省去了輸入端的二極管整流橋，變壓器二次側的全波整流電路結構保證了輸出電壓為正極性，并實現了輸入和輸出之間的電氣隔離。變換器設計工作于DCM時，輸入電流連續、高功率因數、控制簡單。但變換器工作于降壓模式時，輸入電流存在直流分量，導致輸入電流正弦度差、THD較高，無法實現較好的PFC效果，因而很大程度限制了該變換器的輸出電壓調壓范圍，且開關管的電壓應力較大。

為解決上述問題，基于文獻[20]所提電路，提出一種具有寬輸出調壓范圍與低電壓應力的單級無橋隔離型PFC變換器。詳細描述了變換器的工作模式、控制策略以及電路特性，最后通過仿真和搭建一臺50W的實驗樣機驗證了理論分析的正確性。該變換器工作于升壓模式與降壓模式時，均可實現低THD與高功率因數，從而有效拓寬了變換器的輸出電壓調節范圍，且開關管電壓應力低、電路轉換效率高、控制簡單。

1 電路拓撲與工作原理

1.1 主電路

文獻[20]所提單級無橋隔離式PFC變換器主電路如圖1所示，由儲能電感1，中間儲能電容1，共源雙向開關管S1、S2，高頻變壓器T1，二極管VDo1、VDo2與輸出濾波電容o1組成。該變換器二次側為全波整流結構，雙向開關管承受的最大電壓為輸出電壓折算至一次側的值與中間儲能電容電壓之和，導致開關管電壓應力較大。

當電路工作于降壓模式時，即輸出電壓折算至一次側的值小于輸入電壓時，在雙向開關管導通期間，變壓器二次側二極管會導通，導致該階段變換器存在向輸出側注入電流的現象，此時輸入電流將存在明顯畸變，且正弦度差、THD高、功率因數低，因而限制了該變換器輸出調壓范圍。

圖1 單級隔離PFC變換器

圖2 所提單級無橋隔離型PFC變換器

所提變換器通過在變壓器二次側引入分裂電容結構，在不增加電流應力的前提下，降低了開關管S1、S2與二極管VDo1、VDo2的電壓應力。此外，在變壓器二次側引入兩個工頻開關管S3與S4，可在變換器運行于降壓模式時，有效阻斷雙向開關管導通期間，變換器向輸出側注入的電流，從而消除輸入電流畸變，使變換器在降壓模式下的THD與功率因數得到明顯改善，有效拓寬了輸出電壓的調節范圍。

變換器的DCM定義為二次側的二極管與工頻開關管工作于DCM，輸入電感電流仍然連續。即在每個開關周期結束時，二次電流為零，輸入電感電流不為零且保持不變，因此變換器工作于DCM時，可實現輸入的高功率因數與二極管VDo1與VDo2的零電流關斷，且二次側開關管S3與S4動作頻率為工頻，不會帶來較大損耗。

變換器設計在全負載范圍內工作于DCM，同時做出如下說明：

（1）S1與S2工作于高頻，其開關頻率遠大于輸入電壓工頻，在一個開關周期內認為輸入交流電壓值與輸出電壓恒定。S3與S4工作于工頻周期，正半周期S3恒定導通，S4恒定關斷；負半周期情況相反。

（3）所有元器件均為理想元器件，不考慮元器件寄生參數的影響。

為了簡化分析，下面僅對交流輸入電壓正半周期內的變換器工作模態進行分析，負半周期情況與正半周期類似，不再贅述。

1.2 工作模態分析

1.2.1 升壓工作模式

升壓工作模式如圖3所示，定義當變換器輸入交流電壓始終小于輸出電壓折算至一次側值時，變換器工作于升壓模式。

圖3 升壓工作模式

在輸入電壓的正半周期內，開關管S3始終導通，開關管S4始終關斷，雙向開關管S1與S2工作于高頻。

圖4與圖5分別為變換器在開關周期內三種工作模態的等效電路與主要元器件的工作波形。

圖4 升壓模式下等效電路

圖5 升壓模式主要元器件工作波形

式中，u1為中間儲能電容1兩端電壓。

式中，0為變換器在某一開關周期的初始輸入電流。

在此期間，輸入電感電流i1、勵磁電感電流im1與二極管電流Do1線性減小，直到i1減小為0，im1減小為-0，二次側二極管電流Do1逐漸減小至0。i1、im1與Do1可分別表示為

模態3 [2,3]：2時刻，勵磁電感電流與輸入電感電流相等，輸入交流源in、輸入儲能電感1、中間儲能電容1與勵磁電感m1構成續流回路。變壓器二次側二極管VDo1零電流關斷，無能量向二次側傳遞，電容o1與o2維持輸出電壓，向負載提供電能，此時開關管S1、二極管VDo1與VDo2承受電 壓為

在 [2,3] 期間，輸入電感電流i1與勵磁電感im1始終保持不變，即

1.2.2 降壓工作模式

降壓工作模式如圖6所示，定義當輸入交流電壓大于輸出電壓折算至一次側值時，變換器工作于降壓模式。即圖6中1～2與4～5階段。

在輸入交流電壓的正半周期內，開關管工作方式與升壓模式相同，開關管S3始終導通，開關管S4始終關斷，雙向開關管S1與S2工作于高頻。降壓模式下變換器高頻開關周期也存在三種工作模態。

圖6 降壓工作模式

圖7 降壓模式下等效電路

圖8 降壓模式主要元器件工作波形

模態3 [2,3]：與升壓模式模態3 [2,3]基本一致，僅變換器中各器件承受電壓與電流大小不同。

2 穩態工作特性分析

2.1 升壓模式PFC實現機理分析

將式（14）、式（15）代入式（9）可得二極管峰值電流表達式為

在儲能電感1與勵磁電感m1向負載釋放能量階段，二極管電流Do1將從峰值逐漸減小至0，這段時長2可表示為

可得電路工作于穩態時，在雙向開關管的一個開關周期內輸出電流平均值為

在輸入交流電壓正半周期內，輸出電流平均值可表示為

根據功率守恒可得

式中，in為輸入功率；o為輸出功率。

將式（18）代入式（20），可將輸入電流表示為

從式（21）可知，變換器工作于穩態時，在定頻控制下只需保證占空比1恒定；在變頻控制下只需保證占空比1的二次方與周期的乘積恒定，此時輸入電流將自動跟蹤輸入交流電壓波形，保持與輸入電壓的同相位，無需輸入電流采樣電路，僅在單電壓環控制下即可實現電路功率因數校正功能。同時變換器工作于DCM時，輸入電流連續，平均電流為正弦波，可實現輸入電流的低THD與高功率因數。

2.2 降壓模式PFC實現機理分析

為了更清晰地介紹所提變換器工作于降壓模式時的PFC實現機理，首先令變換器二次側工頻開關管S3與S4始終導通，高頻開關管S1與S2正常工作，此時所提變換器與文獻[20]中提出的變換器工作原理基本一致，所提變換器等效電路如圖9所示。

圖9 所提變換器等效電路

在輸入電壓的正半周期內，當變換器雙向開關管導通，儲能電感1與勵磁電感m1蓄能時，二極管VDo2承受電壓如式（2）所示。

此時變換器工作于降壓模式，二極管VDo2承受負壓而導通，開關管S4始終導通，變換器通過VDo2向負載注入電流，所提降壓模式工作模態如圖10所示。

圖10 降壓模式工作模態

在高頻開關周期內，流過VDo2的平均電流為

當雙向開關管關斷后，VDo2承受電壓為正，二極管硬關斷，此后變換器的工作模態與升壓模式完全相同。

由于在雙向開關管導通與截止期間，變換器均有電流流向輸出側，所以輸出電流平均值可表示為上述兩個期間內二極管電流平均值之和，即

同理，根據功率守恒可得變換器工作于降壓模式下輸入電流的表達式為

從式（25）可知，當變換器工作于降壓模式時，在雙向開關管導通期間，二次側二極管會導通，變換器向負載傳遞能量，從而導致輸入電流在圖6所示的[1,2]與[4,5]期間存在額外直流分量，此時變換器功率因數下降、THD增加、輸出調壓范圍受限。此外，二極管VDo2工作于高頻且不為零電流關斷，會帶來較大的反向恢復損耗。上述問題也存在于文獻[20]所提拓撲中。

令二次側工頻開關管S3與S4正常工作，即在輸入電壓正半周期內，S3始終導通、S4始終關斷；在輸入電壓負半周期內，S3始終關斷、S4始終導通。

當電路工作于降壓模式時，在雙向開關管S1與S2導通期間，由于S4始終關斷，阻斷了變換器通過二極管VDo2向負載傳輸能量。此時，電路工作模態如圖7所示，與升壓模式基本一致，僅二極管VDo2與工頻開關管S4所承受電壓不同，根據式（21）可知，工頻開關管的引入消除了輸入電流的直流分量，改善了電流正弦度，減小輸入電流THD，使得變換器工作于降壓模式時仍能保持高功率因數，從而有效拓寬了輸出電壓的調節范圍。

在此期間，二極管VDo2始終無電流通過，避免了由二極管硬關斷所帶來的反向恢復損耗。電路工作于電流斷續模式，實現了變壓器二次側二極管的零電流關斷（Zero Current Switching, ZCS），且開關管S3與S4動作頻率為工頻，因此引入兩個工頻開關管不會帶來較大損耗。

2.3 器件應力分析

所提變換器在變壓器二次側引入了雙繞組分裂電容的結構，此時雙向開關管承受的電壓可表示為

從式（27）可知，在相同的電路參數下，相較于文獻[20]所提出的拓撲，本文提出的拓撲中，雙向開關管電壓應力顯著減小。

雙向開關管電流應力分析：在變換器雙向開關管S1與S2導通時，其流過的電流為輸入電感電流i1與勵磁電感電流im1之和，根據式（3）、式（4）可得開關管電流峰值為

從式（28）可知，雙向開關管電流應力與輸出電壓無關，因此所提變換器在減小雙向開關管S1與S2的電壓應力時不會增加電流應力。二極管VDo1電壓應力分析：文獻[20]提出的電路在雙向開關管S1與導通階段，二極管VDo1承受電壓為輸出電壓o與中間電容電壓u1折算二次側值之和。

所提變換器在此期間內，二極管VDo2所承受電壓應力為輸出電壓o的一半與中間電容電壓u1折算于二次側值之和，因而可有效地減小二極管VDo1電壓應力。

二極管VDo1電流應力分析：流過二極管VDo1的峰值電流如式（16）所示，與變壓器二次側結構無關，不會額外增加開關管電流應力。二極管VDo2應力與二極管VDo1相同，在正負半周內對稱，不再贅述。

綜上所述，所提變換器通過在變壓器二次側引入雙繞組分裂電容的結構，在不增加各元器件電流應力的前提下，可有效減小變壓器一次側開關管與二次側二極管的電壓應力。

2.4 輸出調壓范圍與中點電壓平衡特性分析

2.4.1 輸出調壓范圍

變換器設計工作于DCM，采用開關平均模型法對變換器進行建模。以輸入電壓的正半周期為例，選取雙向開關管S1、S2與二次側二極管VDo1作為開關網絡進行建模，在此期間內，工頻開關管S3始終導通，S4始終關斷，開關網絡模型如圖11所示。

圖11 簡化建模示意圖

圖11中，開關網絡的狀態變量包括輸入電壓1、輸入電流1、輸出電壓2、輸出電流2。對變換器在雙向開關管周期內的開關網絡狀態變量進行平均化可得

將式（29）簡化可得

圖12 負載-功率源模型

式中，m.rms為輸入電壓有效值；L為負載。

變換器設計工作于DCM下具有控制簡單、THD低、輸入功率因數高、效率高等優點，而變換器工作于CCM時不具備上述優點，因此需限制變換器在全負載范圍內工作于DCM。

將式（17）與式（31）代入式（32）并化簡可得，占空比1最大值的表達式為

2.4.2 中點電壓平衡特性分析

將輸出分裂電容電壓代入式（21），可分別得到輸入電壓正負半周內的輸入電流表達式為

由式（34）可知，當中點電壓不平衡時，輸入電流在正負半周期內的峰值不同，將存在輸入電流在正負半周期內不對稱的情況，從而引起輸入電流THD高、PFC效果差、器件應力不均等問題。

根據1.2節分析，在輸入電壓的正半周期內，當雙向開關管導通后，變換器通過二次側二極管VDo1與工頻開關管S3對輸出電容o1進行充能，其中二極管VDo1的平均電流為

在輸入電壓的負半周期內，當雙向開關管導通后，變換器通過二次側二極管VDo2與工頻開關管S4對輸出電容o2進行充能，其中二極管VDo2的平均電流為

因此所提拓撲具有良好的中點電壓自平衡特性，無中點電壓不平衡的問題。

2.5 工頻開關管優化控制策略分析

工頻開關管在過零點處進行狀態切換時，由于采樣系統在過零點時會產生擾動，常會導致其開通不及時，從而引起輸入電流的過零畸變。因而需要在實際控制中，對工頻開關管的具體控制策略進行優化。

在輸入電壓的正半周期內，輸入電壓達到A1時，正向狀態機M1置1，負向狀態機M2清零，表示輸入電壓剛過零轉正，此時將開關管S3導通，S4關斷以抑制輸入畸變。

圖13 控制策略示意圖

當輸入電壓達到A2點時，將M1置2，表示輸入電壓即將過零轉負，此時變換器已無輸入電流畸變，將開關管S3與S4導通即可。負半周期開關狀態切換邏輯與正半周期情況類似，如圖13b所示，不再贅述。

3 仿真證明

通過PLECS 3.6.1軟件平臺對本文所提具有寬調壓范圍與低電壓應力的單級無橋隔離型PFC變換器進行仿真證明，變換器具體的仿真參數見表1。

3.1 升壓模式仿真證明

圖14與圖15為變換器工作于升壓模式時的仿真波形。如圖14a所示，變壓器電壓比設為2，變換器輸出電壓折算至一次側為50V，大于輸入交流電壓峰值，滿足升壓工作模式要求。在此工作模式下變換器輸入輸出電流如圖14b所示，所提變換器的輸入電流呈正弦波，可實時跟蹤輸入電壓波形，具有良好的PF校正效果。

圖15為輸入電壓的正半周期內，變換器工作于升壓模式下，各主要元器件工作波形，由圖可知，變換器工作于DCM時，變壓器二次側二極管可實現零電流關斷，且輸入電流連續，THD較低。各器件電壓應力與理論分析一致。

表1 單級無橋隔離型PFC變換器主要參數

Tab.1 Circuit parameters of the single-stage bridgeless isolated PFC converter

圖14 升壓模式仿真波形

圖16為變換器在自平衡特性的作用下的輸出電壓與輸入電壓電流波形，在0.4s時主動向輸出電容注入8V不平衡電壓，此時輸入電流出現了畸變，PFC效果變差。在自平衡特性作用下，中點電壓經0.3s恢復平衡，輸入電流PFC效果恢復正常。

圖15 升壓模式各元器件仿真波形

圖16 中點電壓自平衡示意圖

變換器具有良好的自平衡特性，不存在中點電壓平衡問題，與理論分析一致。此外，在一些需要中點電壓快速平衡的場合，可利用變換器向上下輸出電容充放電的特性設計平衡控制方法來加快中點電壓平衡速度。

3.2 降壓模式仿真證明

為突出所提變換器工作于降壓模式時的優勢，將二次側工頻開關管始終導通，與正常工作時的主要工作波形進行對比。S3與S4始終導通時變換器仿真波形如圖17所示，當工頻開關管S3與S4始終導通時，所提變換器與文獻[20]所提變換器工作原理基本一致。此時輸入電流存在直流分量，THD高、功率因數低，限制了變換器的調壓范圍。

圖17 S3與S4始終導通時變換器仿真波形

S3與S4正常工作時變換器仿真波形如圖18所示，當二次側工頻開關管S3與S4正常工作時，由于二次側工頻開關管的引入阻斷了雙向開關管導通期間電路向負載傳輸能量，消除了輸入電流的直流分量，實現了降壓模式下的低THD與高功率因數，從而有效地拓寬了輸出調壓范圍。

圖18 S3與S4正常工作時變換器仿真波形

圖19為輸入電壓正半周期內，變換器工作于降壓模式時，各元器件工作波形。從圖中可知，各元器件工作狀態和電壓應力與理論分析相同。此時變換器工作模態與升壓模式相比，僅二次側二極管與工頻開關管所承受電壓情況不同。

圖19 降壓模式各元器件仿真波形

圖20為兩種變換器在相同參數下，PF與THD隨輸出電壓變化曲線。從圖中可得，變換器工作于降壓模式時，文獻[20]提出的變換器的輸入電流THD明顯增高，功率因數顯著下降。

綜上所述，所提變換器消除了升降壓模式下輸入電流畸變，保證了其工作在降壓模式時的低THD與高功率因數，從而有效地拓寬了輸出調壓范圍，仿真結果與理論分析一致。

圖20 PF與THD隨輸出電壓變化關系

4 實驗驗證

為驗證理論分析的正確性與變換器的可行性，搭建了一臺50W的實驗樣機，變換器參數與仿真參數一致，表2為實驗中所使用主要器件型號，變換器樣機與及實驗所用控制單元如圖21所示。

表2 實驗樣機主要器件

Tab.2 Key components of prototype

升壓模式實驗波形如圖22所示，變換器工作于升壓模式下，輸入電流能很好地保持與輸入電壓同相位，功率因數為0.995，輸入電流THD=3.4%，電路轉換效率為89.3%。此外根據2.4.2節分析，中點電壓不平衡會導致輸入電流正負半周的不對稱，而圖22b中輸入電流正負半周對稱，實驗結果表明，變換器的中點電壓始終保持平衡。

圖21 實驗樣機與控制單元

圖22 升壓模式實驗波形

當變換器工作于輸入交流電壓的正半周期時，雙向開關管電壓、輸入電感電流與二極管電流如圖23所示，從圖中可知，變壓器工作于DCM，變壓器二次側二極管可實現零電流關斷，且輸入電感連續，實驗結果與理論分析相符。

變換器工作于降壓模式時，其主要波形如圖24所示。為突出對比本文所提變換器工作于降壓模式時的優勢，首先，令開關管S3與S4始終導通，根據降壓模式分析，此時變換器工作原理與文獻[20] 所提變換器一致，存在降壓模式下的輸入電流畸變。此時，變換器輸入電流波形如圖24b所示。變換器的輸入電流存在嚴重的畸變，其功率因數為0.89，THD=37%。最后，令工頻開關管S3與S4正常工作，即輸入電壓為正時，S3始終導通，S4始終關斷；輸入電壓為負時，S3始終關斷，S4始終導通。此時，電路輸入電壓與輸入電流波形如圖24c所示，其功率因數為0.991，具有良好功率因數校正效果，電路轉換效率為87.2%，THD=4.4%。可以看出，所提變換器工作在降壓模式時仍能保證高功率因數與低THD。

圖23 升壓模式主要器件實驗波形

圖24 降壓模式實驗波形

圖25為所提變換器工作于不同輸出電壓下的功率因數與轉換效率。由圖可知，所提變換器在具備較寬的調壓范圍的同時仍可保持輸入的高功率因數，且變換器轉換效率始終大于86%，功率因數始終大于0.98。由于樣機僅為驗證所提變換器的可行性，且設計功率較小，各種寄生參數所帶來的損耗占比較大，導致樣機的轉換效率不高。若適當增大變換器功率并對電路參數進行優化，所提變換器的轉換效率可得到進一步提高。

圖25 功率因數與效率隨輸出電壓變化曲線

5 結論

本文提出一種具有寬輸出調壓范圍與低電壓應力的單級無橋隔離型PFC變換器，理論分析、仿真及實驗結果驗證了所提變換器的可行性，同時表明其具有如下特點：

1）通過向變壓器二次側引入分裂電容的結構，在不增加電路電流應力的情況下，減小了雙向開關管與變壓器二次側二極管的電壓應力，同時輸出分裂電容的結構無中點電壓不平衡的問題，有較好的自平衡特性，但因增加額外電容使得成本與體積有所增加。

2）通過在變壓器二次側引入工頻開關管，阻斷了變換器工作于降壓模式時，雙向開關管導通期間，電路向輸出側注入電流，消除了變換器輸入電流中的直流分量，降低了輸入電流THD，實現了變換器降壓模式下的高功率因數，從而有效地拓寬了輸出電壓的調節范圍，但需額外增加輸入電壓采樣進行工頻開關管的控制。此外在上述過程期間變壓器二次側二極管始終無電流通過，從而有效地避免了二極管的硬關斷所帶來的損耗。

3）變壓器二次電流不連續，可實現二極管零電流關斷，且二次側開關管S3與S4動作頻率為工頻，因此工頻開關管的引入不會帶來較多損耗，保持了無橋變換器高效率的特性，同時通過優化控制策略可避免輸入電壓過零點的采樣干擾，具有良好的控制穩定性。

4）變換器設計工作于DCM，無論運行于升壓模式或降壓模式，均可以在單電壓環的控制下實現低THD、高功率因數與較寬的輸出調壓范圍，省去了輸入電流采樣電路與控制環路，控制簡單。

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A Single-Stage Bridgeless Isolated PFC Converter with Wide Output Voltage Range and Low Voltage Stress

11211

（1. School of Electrical Engineering and Automation Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China 2. School of Mechanical and Electrical Engineering Heilongjiang University Harbin 150006 China）

Since the single-stage bridgeless isolated power factor correction (PFC) converter has high voltage stress of the MOSFET, low power factor and high total harmonic distortion when it works in the Buck mode, a novel single-stage bridgeless isolated PFC converter is presented. This converter adopts a dual-winding split capacitor structure, which reduces the voltage stress of the MOSFET and the diodes. The power frequency MOSFET can eliminate the input current distortion, there by effectively realizing high power factor in Buck mode and broadening the range of output voltage. When the converter works in discontinue conduction mode (DCM), zero current switching (ZCS) of the diode can be achieved. The working principle and operating characteristics of the converter are analyzed in detail. Finally, a 50W experimental prototype is built to verify that the converter can work in a wide output voltage range, and has the advantages of small device voltage stress, low THD, high power factor, simple control method and high conversion efficiency.

Single-stage bridgeless isolated PFC converter, wide output voltage range, low voltage stress, high power factor

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210316

TM461

孫 凱 男，1999年生，碩士研究生，研究方向為有源功率因數校正技術。E-mail: 15651903923@163.com

賁洪奇 男，1965年生，教授，博士生導師，研究方向為高頻功率變換技術和功率因數校正技術等。E-mail: benhq@hit.edu.cn（通信作者）

2021-03-11

2021-09-10

國家自然科學基金資助項目（51377036）。

（編輯 陳 誠）