多負(fù)載磁耦合無線電能傳輸系統(tǒng)的拓?fù)浒l(fā)展和分析

孫淑彬 張 波 李建國 疏許健 榮 超

多負(fù)載磁耦合無線電能傳輸系統(tǒng)的拓?fù)浒l(fā)展和分析

孫淑彬 張 波 李建國 疏許健 榮 超

（華南理工大學(xué)電力學(xué)院 廣州 510640）

近年來，多負(fù)載磁耦合無線電能傳輸技術(shù)已成為一個(gè)研究熱點(diǎn)，其中系統(tǒng)拓?fù)涫且粋€(gè)關(guān)鍵的研究內(nèi)容，決定了該技術(shù)是否能夠滿足不同應(yīng)用場景的需求，為此該文對多負(fù)載磁耦合無線電能傳輸系統(tǒng)拓?fù)溥M(jìn)行梳理和分析。首先，將多負(fù)載磁耦合無線電能傳輸系統(tǒng)拓?fù)溥M(jìn)行分類，進(jìn)而對單電容補(bǔ)償型、高階阻抗匹配型、多米諾結(jié)構(gòu)型和多通道型等拓?fù)溥M(jìn)行分析；接著，根據(jù)電源和發(fā)射線圈數(shù)量、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)類型、系統(tǒng)構(gòu)造方式和功率傳輸方法，分別介紹主要類型拓?fù)涞墓ぷ髟怼?yōu)缺點(diǎn)或適用場合；最后，提出多負(fù)載磁耦合無線電能傳輸系統(tǒng)拓?fù)渌媾R的問題，并展望了未來發(fā)展趨勢。

無線電能傳輸 多負(fù)載 拓?fù)?阻抗匹配

0 引言

基于磁場耦合式的無線電能傳輸（Wireless Power Transfer,WPT）技術(shù)實(shí)現(xiàn)了能量的無線傳輸，幫助人們擺脫了電纜的束縛，給人類社會帶來諸多便利[1-2]。相比于單負(fù)載WPT技術(shù)，多負(fù)載WPT技術(shù)具有功率密度更大、激勵(lì)源利用率更高和接收負(fù)載空間位置更自由等優(yōu)勢，成為近年來的研究熱點(diǎn)。然而由于負(fù)載的多樣性和傳輸線圈之間存在磁場的交叉耦合等因素，多負(fù)載WPT技術(shù)面臨諸多問題：①發(fā)射線圈或接收線圈之間的交叉耦合導(dǎo)致系統(tǒng)失諧造成系統(tǒng)性能惡化；②接收負(fù)載之間相互干擾導(dǎo)致控制策略復(fù)雜；③各個(gè)負(fù)載的接收功率難以按需分配使得該技術(shù)的實(shí)用化進(jìn)展變緩；④系統(tǒng)的輸出特性和傳輸性能對工作條件非常敏感，限制了該技術(shù)的應(yīng)用；⑤增加傳輸線圈導(dǎo)致系統(tǒng)寄生電阻造成的損耗增加使發(fā)熱問題突出。盡管如此，該技術(shù)因其潛在的優(yōu)勢與應(yīng)用前景依然得到了國內(nèi)外研究學(xué)者的廣泛關(guān)注，并開始被應(yīng)用于便攜式設(shè)備、智能家居、醫(yī)療器械和交通運(yùn)輸?shù)阮I(lǐng)域。

研究人員從控制策略設(shè)計(jì)、逆變器優(yōu)化、傳輸線圈設(shè)計(jì)、系統(tǒng)拓?fù)鋭?chuàng)新等方面對多負(fù)載WPT技術(shù)做了大量研究，加快了該技術(shù)走向?qū)嶋H應(yīng)用的進(jìn)程。其中系統(tǒng)拓?fù)涞膭?chuàng)新作為一個(gè)關(guān)鍵的研究內(nèi)容，很大程度上決定了該技術(shù)能否適用于不同應(yīng)用場景。現(xiàn)有的單負(fù)載WPT拓?fù)浣?jīng)常成為多負(fù)載WPT拓?fù)鋭?chuàng)新的靈感來源，但與前者相比，后者的拓?fù)涓佣鄻印⒗碚摲治龈訌?fù)雜、優(yōu)化難度更大。

經(jīng)過十余年發(fā)展，多負(fù)載WPT技術(shù)在拓?fù)鋭?chuàng)新方面碩果累累。本文從該角度對現(xiàn)有研究成果及其原理進(jìn)行了梳理，為研究多負(fù)載WPT技術(shù)提供參考。總體可將多負(fù)載WPT系統(tǒng)拓?fù)浞譃槲宕箢悾恳淮箢愑挚杉?xì)分為多種小類，具體如圖1所示。本文首先針對不同類型的WPT拓?fù)涞臋C(jī)理和特性做詳細(xì)闡述，然后指出多負(fù)載WPT系統(tǒng)拓?fù)涿媾R的問題，最后展望未來的發(fā)展趨勢。

1 單電容補(bǔ)償型多負(fù)載WPT拓?fù)?/h2>

當(dāng)多負(fù)載WPT系統(tǒng)中所有回路的自然頻率一致且均由單一電容構(gòu)成補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)時(shí)，稱該系統(tǒng)的拓?fù)錇閱坞娙菅a(bǔ)償型WPT（Single-Capacitor-Compen- sation WPT,SCC WPT）拓?fù)洹鬏斁€圈和補(bǔ)償電容的連接方式一般分為串聯(lián)補(bǔ)償和并聯(lián)補(bǔ)償兩種類型，其中串聯(lián)補(bǔ)償較為常見。根據(jù)逆變器和發(fā)射線圈的數(shù)量，可把SCC WPT拓?fù)溥M(jìn)一步分為單電源單發(fā)射線圈（Single Source Single Transmitting Coil,SSSTC）、單電源多發(fā)射線圈（Single Source Multiple Transmitting Coil,SSMTC）和多電源多發(fā)射線圈（Multiple Source Multiple Transmitting Coil,MSMTC）三種類型。

圖1 多負(fù)載磁耦合WPT系統(tǒng)拓?fù)浞诸?/p>

1.1 單電源單發(fā)射線圈（SSSTC）

圖2 單電源單發(fā)射線圈多負(fù)載WPT拓?fù)潆娐?/p>

基于電路理論，可建立關(guān)于圖2所示的多負(fù)載WPT拓?fù)涞姆€(wěn)態(tài)數(shù)學(xué)模型為

式中，為系統(tǒng)工作角頻率；T為發(fā)射回路的總阻抗，T=jLT+1/(jCT)+T；Ri為第個(gè)接收回路的總阻抗，Ri=jLRi+1/(jCRi)+Ri+Reqi。

以兩負(fù)載WPT系統(tǒng)為例分析SSSTC多負(fù)載WPT拓?fù)涞膫鬏斕匦浴Ｓ墒剑?）可得各個(gè)等效負(fù)載所接收到的功率分別為

其中

當(dāng)忽略接收線圈間交叉耦合且各回路均處于諧振狀態(tài)時(shí)，系統(tǒng)的傳輸效率為

式中，1和2為2個(gè)接收回路串聯(lián)的純電阻負(fù)載。

從式（2）～式（4）可知，該系統(tǒng)的傳輸特性不僅受發(fā)射線圈和各個(gè)接收線圈間耦合的影響，還受負(fù)載和不同接收線圈間交叉耦合的影響，導(dǎo)致各個(gè)負(fù)載之間緊密關(guān)聯(lián)、互相影響，給系統(tǒng)的分析、設(shè)計(jì)和控制帶來諸多困難。基于SSSTC拓?fù)洌芯咳藛T從發(fā)射線圈結(jié)構(gòu)優(yōu)化[5-7]、補(bǔ)償電路調(diào)節(jié)[8-10]和控制策略設(shè)計(jì)[11-15]等方面做了大量的研究工作，為解決該類拓?fù)涞奶匦匀毕萏峁┝丝尚蟹桨浮?/p>

為消除交叉耦合對系統(tǒng)拓?fù)湓斐傻挠绊懀环N方法是根據(jù)某個(gè)接收線圈與其他接收線圈之間的耦合強(qiáng)度，采用調(diào)節(jié)接收線圈補(bǔ)償電容的方法來抵消交叉耦合變量[8,10]，文獻(xiàn)[10]從理論上揭示了需要電流控制使得所有接收線圈與發(fā)射線圈的電流相位相交；另一種方法從調(diào)節(jié)等效負(fù)載阻抗出發(fā)，利用其一部分等效分量來抵消交叉耦合變量[9]。在功率分配方面，研究人員在接收側(cè)配置有源整流電路[11]或升降壓、降壓等直流變換器[12-15]，依賴算法控制整流電路或直流變換器以獲得最優(yōu)等效負(fù)載阻抗，實(shí)現(xiàn)功率按需分配；利用E類功率放大器作為逆變電源并設(shè)計(jì)為軟開關(guān)，進(jìn)一步提高系統(tǒng)整體效率。

1.2 單電源多發(fā)射線圈（SSMTC）

單電源多發(fā)射線圈多負(fù)載WPT拓?fù)潆娐啡鐖D3所示，三維三發(fā)射線圈三接收線圈WPT拓?fù)涫疽鈭D如圖4所示。單電源多發(fā)射線圈拓?fù)涞陌l(fā)射側(cè)含多個(gè)發(fā)射線圈但僅由單個(gè)高頻逆變器驅(qū)動[16-18]。相對于圖2所示拓?fù)潆娐罚喟l(fā)射線圈的加入使接收線圈空間自由度更高。而為了抑制接收線圈間的交叉耦合，發(fā)射線圈可如圖4所示彼此垂直放置，圖中，Tx、Rx分別為對應(yīng)的發(fā)射線圈與接收線圈，接收線圈依次對準(zhǔn)相應(yīng)的發(fā)射線圈。由于各接收線圈間距離相對較遠(yuǎn)，其交叉耦合現(xiàn)象可得到有效改善[18]。在實(shí)際情況中，由于其系統(tǒng)效率極易受到某一時(shí)刻接收側(cè)所需供電負(fù)載數(shù)量的影響，并且與其他類型多負(fù)載WPT拓?fù)湎啾龋鋫鬏斝瘦^低，因此針對SSMTC拓?fù)涞挠嘘P(guān)研究較少。

圖3 單電源多發(fā)射線圈多負(fù)載WPT拓?fù)潆娐?/p>

圖4 三維三發(fā)射線圈三接收線圈WPT系統(tǒng)示意圖

1.3 多電源多發(fā)射線圈（MSMTC）

圖5為MSMTC多負(fù)載WPT拓?fù)潆娐罚瑘D中，M、M為發(fā)射線圈與接收線圈的直接耦合互感，Tik、Ruv為發(fā)射線圈間以及接收線圈間的交叉耦合互感。該拓?fù)淇赏ㄟ^控制不同發(fā)射源產(chǎn)生不同磁場，進(jìn)一步提高接收負(fù)載的空間自由度。與上述兩種拓?fù)洳煌撏負(fù)浒舾蓚€(gè)發(fā)射回路且每個(gè)回路由高頻逆變器、補(bǔ)償電容和發(fā)射線圈串聯(lián)而成，所有傳輸線圈之間均存在磁場耦合，數(shù)學(xué)模型更加復(fù)雜[19]。

圖5 多電源多發(fā)射線圈多負(fù)載WPT拓?fù)潆娐?/p>

該拓?fù)浒l(fā)射線圈一般有兩種擺放方法，分別為如圖6所示的平面發(fā)射陣列和三維發(fā)射線圈結(jié)構(gòu)。前者把若干個(gè)發(fā)射線圈均勻擺放在同一平面，基于理論分析設(shè)計(jì)出一套程序算法，在滿足系統(tǒng)效率最大化和功率需求的前提下，以發(fā)射回路逆變器輸出電壓、電流的幅值和相位作為控制變量從而控制發(fā)射線圈形成特定磁場，為周邊的接收負(fù)載供電[20-21]；后者將若干個(gè)線圈互相穿插組成三維發(fā)射結(jié)構(gòu)，每個(gè)線圈由一組相移電流驅(qū)動，通過旋轉(zhuǎn)或定位方法對磁場進(jìn)行控制[22-23]。當(dāng)利用旋轉(zhuǎn)方法時(shí)，激勵(lì)電流大小均衡，產(chǎn)生的磁場與接收負(fù)載的位置無關(guān)，且向外均勻擴(kuò)散[22]；相反，當(dāng)利用定位方法時(shí)，則有針對性地調(diào)節(jié)激勵(lì)電流大小，使得產(chǎn)生的磁場向目標(biāo)負(fù)載聚焦，從而為其供電[22]。平面線圈更具橫向空間自由度；而三維線圈更具徑向空間自由度。

圖6 MSMTC多負(fù)載WPT技術(shù)應(yīng)用場景

下面以輸出功率最大化為例研究此類拓?fù)涞墓ぷ髟怼＞仃嚭褪噶慷x見表1，首先定義MSMTC多負(fù)載WPT拓?fù)涞碾娐穮?shù)，T、T和R分別為發(fā)射側(cè)電壓、電流和接收側(cè)電流矢量，而T、R和為發(fā)射回路、接收回路阻抗和各傳輸線圈之間互感矩陣，和分別為發(fā)射線圈和接收線圈數(shù)量。基于互感模型，MSMTC多負(fù)載WPT拓?fù)錆M足

其中

表1 矩陣和矢量定義

Tab.1 Definition of matrixes & vectors

接收負(fù)載總功率和系統(tǒng)總功率分別表示為

式中，上標(biāo)“H”表示共軛轉(zhuǎn)置；R為一個(gè)對角矩陣，其中各元素表示每個(gè)接收回路的電阻負(fù)載。

假設(shè)系統(tǒng)總功率一定，則實(shí)現(xiàn)接收負(fù)載總功率最大化即可獲得系統(tǒng)效率的最優(yōu)值，目標(biāo)函數(shù)為

根據(jù)上述分析，最終，發(fā)射側(cè)逆變器的目標(biāo)電壓可根據(jù)式（5）計(jì)算得到。當(dāng)把各個(gè)逆變器的電壓自動調(diào)節(jié)為目標(biāo)電壓時(shí)，系統(tǒng)可獲得最大效率。

2 高階阻抗匹配多負(fù)載WPT拓?fù)?/h2>

高階阻抗匹配WPT（High-order Impedance Matched WPT,HIM WPT）拓?fù)溲a(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的時(shí)域數(shù)學(xué)表達(dá)式階數(shù)大于1。根據(jù)是否有電氣接觸和是否有源，可把HIM WPT拓?fù)浞譃槎嘀C振線圈型（Multi- Resonating-Coil Type,MRCT）、局部無源補(bǔ)償型（Partially Passive Compensation Type,PPCT）和有源阻抗匹配型（Active Impedance Matching Type,AIMT）三種類型。

2.1 多諧振線圈型（MRCT）

MRCT多負(fù)載WPT拓?fù)涫侵冈诘?節(jié)所述拓?fù)浠A(chǔ)上再額外添加若干諧振線圈。該類拓?fù)渥钤缱匪葜?007年MIT研究團(tuán)隊(duì)所提出的四線圈諧振式單負(fù)載WPT拓?fù)鋄24]。圖7為該類型拓?fù)涞膬煞N典型電路，在圖7a中，除已有的1個(gè)或多個(gè)發(fā)射回路[25-28]以及多個(gè)接收回路[29-30]，所示拓?fù)潆娐分槐萂SMTC多負(fù)載WPT拓?fù)涠嘁粋€(gè)中繼回路；而在圖7b中，發(fā)射側(cè)由源回路和發(fā)射回路構(gòu)成，接收側(cè)均分別由接收回路和負(fù)載回路構(gòu)成[31-34]。

圖7 多諧振線圈型多負(fù)載WPT拓?fù)潆娐?/p>

適當(dāng)設(shè)定中繼回路、發(fā)射回路或接收回路的位置及電氣參數(shù)，可實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，并消除交叉耦合影響[26,32,34]或使系統(tǒng)效率最大化[25,31]。文獻(xiàn)[27]選用中繼回路作為電能的“中轉(zhuǎn)站”，利用接收回路中有源整流電路的控制，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)電能的反向流動，使其流向耗能更大的接收回路。而文獻(xiàn)[28]利用中繼回路來實(shí)現(xiàn)不同負(fù)載電流的平衡。然而，當(dāng)工作條件變化較大時(shí)，這類拓?fù)鋾h(yuǎn)離理想的工作狀態(tài)導(dǎo)致性能惡化；換言之，該類拓?fù)溥m合于傳輸線圈位置固定的應(yīng)用場合，而不適用于傳輸距離和負(fù)載條件變化較大的場景。

2.2 局部無源補(bǔ)償型（PPCT）

單電容補(bǔ)償型（SCC）多負(fù)載WPT拓?fù)鋵ω?fù)載較為敏感，難以滿足等效阻抗變化范圍較大的應(yīng)用（如電池）需求。研究人員為此基于二端口網(wǎng)絡(luò)理論，將原有系統(tǒng)中的單電容補(bǔ)償更換為L、T或p型阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)（Impedance Matching Network,IMN）[35-37]，或在高頻逆變器和原有串聯(lián)補(bǔ)償發(fā)射回路之間、串聯(lián)補(bǔ)償接收回路和等效負(fù)載之間添加L、T或p型阻抗匹[38-42]，試圖實(shí)現(xiàn)發(fā)射線圈激勵(lì)源的恒壓、恒流特性或輸出端的負(fù)載無關(guān)特性。

局部無源補(bǔ)償型多負(fù)載WPT拓?fù)涫疽鈭D如圖8所示。從圖8可知，PPCT多負(fù)載WPT拓?fù)涞陌l(fā)射側(cè)含有IMN和發(fā)射側(cè)補(bǔ)償，接收側(cè)含有接收部分和負(fù)載部分。目前已有文獻(xiàn)主要對這類拓?fù)溥M(jìn)行研究，差異在于負(fù)載部分是否采用并聯(lián)方式。當(dāng)所有負(fù)載部分并聯(lián)時(shí)，其共用單個(gè)接收部分即所有負(fù)載部分輸入端依次并聯(lián)在接收部分輸出端[36,39]；而當(dāng)負(fù)載部分彼此電氣隔離時(shí)，則所有接收側(cè)的結(jié)構(gòu)相同且均含有依次級聯(lián)的接收部分和負(fù)載部分[35,37-38,40-42]。

圖8 局部無源補(bǔ)償型多負(fù)載WPT拓?fù)潆娐?/p>

其中

要實(shí)現(xiàn)零相位（Zero Phase Angle,ZPA）輸入和輸出端的負(fù)載無關(guān)性，需滿足1=3=–2。此時(shí)，1和3分別與2諧振，前兩者同時(shí)為電感元件時(shí)，后者為電容元件；否則相反。因此可得如圖9所示兩種T型IMN，即T（LCL）和T（CLC）型拓?fù)洹?/p>

圖9 T型阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)

同時(shí)，式（11）可重新寫成

T型IMN（見圖9）兩種拓?fù)洳粌H可以實(shí)現(xiàn)負(fù)載無關(guān)性輸出和特性不變時(shí)阻抗的轉(zhuǎn)換，還可以實(shí)現(xiàn)電壓源和電流源之間的功率類型轉(zhuǎn)換，相對于其他IMN網(wǎng)絡(luò)具有獨(dú)特優(yōu)勢，故目前T型IMN使用較為廣泛。然而，在某些應(yīng)用場合下，不希望因IMN的加入而導(dǎo)致功率類型發(fā)生轉(zhuǎn)換。為此，可以將任意兩種T型IMN（LCL或CLC型）根據(jù)級聯(lián)方式組成雙T型IMN，所獲得的拓?fù)漕愋图捌鋫鬏斕匦钥蓺w納見表2[39]，為系統(tǒng)工作角頻率。

表2 雙T型IMN拓?fù)浼皞鬏斕匦?/p>

Tab.2 Topology & transfer characteristics of double T-type IMN

相比于單T型IMN，雙T型IMN在實(shí)現(xiàn)零相位輸入和負(fù)載無關(guān)性輸出的同時(shí)不改變功率轉(zhuǎn)換類型。通過電感或電容元件的合適取值，可實(shí)現(xiàn)輸入與輸出電壓或輸入與輸出電流之間的幅值變化。基于去耦等效電路，耦合變壓器在輸入側(cè)和輸出側(cè)分別添加LCC的T型IMN和串聯(lián)補(bǔ)償電容后，最終能等效為表2中的LCL-CLC拓?fù)洹２捎猛瑯拥姆治龇椒ǎ傻胮型、L型以及雙p型、雙L型IMN的傳輸特性。

2.3 有源阻抗匹配型（AIMT）

AIMT多負(fù)載WPT拓?fù)湓谔囟ㄎ恢锰幪砑恿擞性醋杩蛊ヅ渚W(wǎng)絡(luò)。此類拓?fù)淇煞譃榈刃ж?fù)載阻抗主動變換[11-15]、接收側(cè)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)主動匹配[10]以及發(fā)射側(cè)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)主動匹配[43-45]三種類型。第一種類型需要采樣有源整流電路或直流變換器輸入和輸出端的電壓信號或電流信號，與參考值作比較后控制開關(guān)管通斷進(jìn)而改變電壓電流的幅值和相位，以發(fā)揮等效負(fù)載的阻抗變換作用，最終實(shí)現(xiàn)功率分配、系統(tǒng)效率優(yōu)化和交叉耦合消除。該類型側(cè)重于控制策略的設(shè)計(jì)，而后兩種類型則更加注重IMN拓?fù)涞膬?yōu)化，其主要利用有源元件（如開關(guān)管、恒壓源等）和無源元件（如電感、電容或電阻等）的組合來構(gòu)成ATMT，并通過控制開關(guān)管的通斷而獲得滿足設(shè)計(jì)需求的等效阻抗。

文獻(xiàn)[43]提出一種帶有虛擬阻抗的多負(fù)載WPT拓?fù)洌撏負(fù)淇沙掷m(xù)工作在諧振狀態(tài)，其發(fā)射側(cè)部分如圖10所示。虛擬阻抗由H橋、濾波電感和電容組成，其輸出端并聯(lián)在補(bǔ)償電容兩端。基于原邊電壓和電流之間的相位差，可對有源阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的等效阻抗進(jìn)行控制。與文獻(xiàn)[10,45]所研究的可切換電容陣列不同，虛擬阻抗可通過電力電子器件的通斷控制來模擬電容元件的輸入-輸出特性，從而提供連續(xù)可調(diào)的阻抗匹配機(jī)制。當(dāng)工作頻率偏離自然諧振頻率時(shí)，可以調(diào)整虛擬阻抗增大等效電容，以補(bǔ)償負(fù)電抗電壓或減小等效電容。因此，該拓?fù)涓舆m合處理由交叉耦合、負(fù)載變化或參數(shù)漂移引起的諧振點(diǎn)偏移問題。

圖10 虛擬阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)型多負(fù)載WPT系統(tǒng)及等效電路

3 多米諾結(jié)構(gòu)多負(fù)載WPT拓?fù)?/h2>

多米諾結(jié)構(gòu)WPT（Domino-Structure WPT,DS WPT）拓?fù)涫且环N電路結(jié)構(gòu)與多米諾骨牌相似的電能傳輸系統(tǒng)。該類拓?fù)涓骷壷g環(huán)環(huán)相扣，后一級所接收到的電能受到前一級的影響，在實(shí)際設(shè)計(jì)中通常有針對性地設(shè)計(jì)電路參數(shù)或引入合適的IMN以實(shí)現(xiàn)負(fù)載無關(guān)的輸出特性。根據(jù)構(gòu)造方法的不同，該類拓?fù)淇煞譃榧壜?lián)/并聯(lián)結(jié)構(gòu)（Cascade/Parallel Structure,C/PS）和中繼線圈帶載結(jié)構(gòu)（Relay-Coil- with-Load Structure,RCLS）。

3.1 級聯(lián)/并聯(lián)結(jié)構(gòu)（C/PS）

級聯(lián)式多負(fù)載WPT拓?fù)涫疽鈭D如圖11所示，采用多個(gè)恒壓或恒流輸出單負(fù)載WPT拓?fù)鋄46]以級聯(lián)方式連接，且僅保留第一級輸入側(cè)的逆變器而其余各級輸入均直接連接于前一級輸出，即可構(gòu)造出級聯(lián)式多負(fù)載WPT拓?fù)鋄47-48]。同理將多個(gè)單負(fù)載WPT拓?fù)涞妮斎雰啥送瑫r(shí)并聯(lián)在某一級的輸出兩端，即可構(gòu)成并聯(lián)式多負(fù)載WPT拓?fù)鋄49]。當(dāng)每一級之間傳輸線圈的磁場耦合可以忽略時(shí)，前后兩級之間只有電路聯(lián)系而無磁場聯(lián)系，因此單級系統(tǒng)所具有的傳輸特性在新系統(tǒng)中得以保留。

以級聯(lián)式多負(fù)載WPT拓?fù)錇槔治鲈擃愅負(fù)涞墓ぷ髟怼Ｔ趫D11中，系統(tǒng)拓?fù)溆?個(gè)發(fā)射單元、1個(gè)接收單元和若干個(gè)中繼單元構(gòu)成，其中每個(gè)中繼單元均包含接收部分和發(fā)射部分；為了獲得負(fù)載無關(guān)輸出特性，每一個(gè)單元均配置了必要的IMN，其中發(fā)射側(cè)IMN、耦合變壓器和接收側(cè)IMN構(gòu)成發(fā)接二端口網(wǎng)絡(luò)。恒壓輸出與恒流輸出多負(fù)載WPT拓?fù)渲饕袃牲c(diǎn)區(qū)別：①負(fù)載的位置不同，恒壓輸出多負(fù)載WPT拓?fù)涞乃胸?fù)載均與相應(yīng)的輸出兩端并聯(lián)，而恒流輸出多負(fù)載WPT拓?fù)涞乃胸?fù)載均串聯(lián)在相應(yīng)的輸出回路；②發(fā)接二端口網(wǎng)絡(luò)的功能不同，下面將進(jìn)行詳細(xì)闡述。

圖11 級聯(lián)式多負(fù)載WPT拓?fù)潆娐?/p>

為了實(shí)現(xiàn)每一級之間的負(fù)載隔離（某個(gè)負(fù)載的變化不影響其他負(fù)載兩端輸出），所有發(fā)接二端口網(wǎng)絡(luò)都需要具備負(fù)載無關(guān)輸出特性；與此同時(shí)，對于不同應(yīng)用場合其功率類型轉(zhuǎn)換特性的需求不盡相同。對于圖11a所示恒壓源供電的恒壓輸出多負(fù)載WPT拓?fù)洌l(fā)接二端口網(wǎng)絡(luò)的輸出端需恒壓，為此將其配置為電壓源-電壓源模式；而對于圖11b所示恒壓源供電的恒流輸出多負(fù)載WPT拓?fù)洌瑒t應(yīng)將發(fā)接二端口網(wǎng)絡(luò)1號配置為電壓源-電流源模式，其余均配置為電流源-電流源模式。

一方面，每一級之間的負(fù)載相互隔離，即某個(gè)負(fù)載等效阻抗的改變不會對其他負(fù)載兩端的電壓造成影響，因此當(dāng)某個(gè)負(fù)載的接收功率任意調(diào)節(jié)時(shí)其他負(fù)載接收功率不會受到影響，從而實(shí)現(xiàn)功率的按需分配；另一方面，在每一個(gè)中繼單元的接收線圈和發(fā)射線圈中嵌入屏蔽磁心，即可實(shí)現(xiàn)每一級電路之間的磁場隔離，從而使得每級之間只有電路方面的連接，可避免因交叉耦合導(dǎo)致系統(tǒng)無法運(yùn)行。

IMN的類型多種多樣，故可構(gòu)造出非常多發(fā)接二端口網(wǎng)絡(luò)，導(dǎo)致這類拓?fù)浞N類繁多。僅以發(fā)射側(cè)IMN為L型、T型或p型IMN，而接收側(cè)IMN為單電容串聯(lián)補(bǔ)償?shù)膯渭壎丝诰W(wǎng)絡(luò)為例，恒壓輸出單負(fù)載WPT拓?fù)涫疽鈭D如圖12所示，進(jìn)一步剖析負(fù)載無關(guān)性輸出發(fā)接二端口網(wǎng)絡(luò)的構(gòu)造原理。基于二端口網(wǎng)絡(luò)理論，當(dāng)二端口網(wǎng)絡(luò)的戴維寧（Thevinin）等效電路輸出阻抗為0時(shí)，該網(wǎng)絡(luò)輸出端呈現(xiàn)出負(fù)載無關(guān)特性。該拓?fù)溆?個(gè)部分組成：高頻交流源、L/T/p型二端口網(wǎng)絡(luò)M、耦合線圈二端口網(wǎng)絡(luò)T、電容二端口網(wǎng)絡(luò)T以及負(fù)載L，其中T、T以及M組成單個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)。

圖12 恒壓輸出單負(fù)載WPT拓?fù)潆娐?/p>

忽略線圈寄生電阻參數(shù)，令=M，為二階矩陣，且設(shè)4個(gè)元素為～，則圖12所示二端口網(wǎng)絡(luò)輸入和輸出之間關(guān)系可用矩陣表示為

輸入和輸出阻抗、電壓增益和傳輸效率分別為

令輸出阻抗為0，可得=0。當(dāng)Im(i)=0時(shí)，可獲得單位輸出功率因數(shù)。因此，==0，=1/。當(dāng)忽略系統(tǒng)損耗時(shí)， =100%，有=1，最終可得=1/，=。基于基爾霍夫定律得到T和M的具體表達(dá)式，最終求得發(fā)射側(cè)IMN的矩陣統(tǒng)一表達(dá) 式為

根據(jù)基爾霍夫定律和式（15），可得右L型、T型和p型IMN電路參數(shù)滿足

式中，如果阻抗表達(dá)式為正，則其為電感元件；否則為電容元件。同理，可得到所有滿足要求的IMN，以及發(fā)射側(cè)/接收側(cè)為配置相應(yīng)IMN的發(fā)接二端口網(wǎng)絡(luò)，最終構(gòu)造出滿足要求的級聯(lián)/并聯(lián)結(jié)構(gòu)的多恒壓/恒流輸出WPT拓?fù)洹?/p>

3.2 中繼線圈帶載結(jié)構(gòu)（RCLS）

RCLS拓?fù)涞撵`感來源于帶中繼線圈的單負(fù)載WPT拓?fù)洌瑘D13為帶高階IMN的RCLS多負(fù)載WPT拓?fù)潆娐肥疽鈭D，中繼回路的傳輸線圈不僅將所接收到磁場能量轉(zhuǎn)換成電能給負(fù)載供電，而且還把其繼續(xù)發(fā)送給下一個(gè)中繼回路的傳輸線圈，以此類推，猶如接力跑比賽中的接力隊(duì)員。相比于C/PS拓?fù)洌琑CLS拓?fù)淠軌蛟谕蓉?fù)載數(shù)量的情況下節(jié)省傳輸線圈，可減小回路寄生電阻。

圖13 帶高階IMN的中繼線圈帶載WPT拓?fù)潆娐?/p>

對傳統(tǒng)串聯(lián)補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的RCLS多負(fù)載WPT拓?fù)涞难芯浚芯繉W(xué)者主要從數(shù)學(xué)模型分析與電路參數(shù)優(yōu)化的角度，來實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)傳輸效率的提升和對功率的按需分配[50-53]。在實(shí)際應(yīng)用中，非相鄰的傳輸線圈一般距離較遠(yuǎn)，相比于相鄰線圈之間的磁場耦合，非相鄰線圈之間交叉耦合可以忽略，即圖13a中的1N近似為0。

以一個(gè)兩負(fù)載電路拓?fù)錇槔僭O(shè)每個(gè)回路均處于諧振狀態(tài)，即回路阻抗虛部為零，并令T=T，1=1+L1，2=2+L2，基于電路理論可推導(dǎo)出第一個(gè)負(fù)載和第二個(gè)負(fù)載的輸出功率分別為

由式（19）和式（20）可見，該拓?fù)涞妮敵龉β什粌H與所有耦合系數(shù)有關(guān)，更受到負(fù)載的影響，導(dǎo)致其應(yīng)用范圍嚴(yán)重受限。

針對傳統(tǒng)串聯(lián)補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的RCLS多負(fù)載WPT拓?fù)涞牟蛔悖墨I(xiàn)[54-57]從設(shè)計(jì)有源或無源補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)方面進(jìn)行了深入研究，其中添加合適的無源補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)是最為普遍的做法。為了實(shí)現(xiàn)功率的選擇性傳輸，可在中繼回路中添加由帶通或帶阻濾波器構(gòu)成的輔助電路，并通過中繼回路固有頻率的切換，使得能量流向目標(biāo)負(fù)載；由于輔助電路有濾波作用，其同時(shí)能減小來自非目標(biāo)頻率的任何交叉干擾[54]。然而，添加輔助電路的方法并不能實(shí)現(xiàn)恒壓或恒流輸出，而這卻是很多功率設(shè)備的關(guān)鍵設(shè)計(jì)指標(biāo)。如圖13所示，可在中繼回路中添加T型或p型IMN，以獲得傳輸距離不變情況下的恒壓或恒流輸出[55-57]。當(dāng)忽略非相鄰傳輸線圈之間耦合時(shí)，基于基爾霍夫定律，可列出圖13b所示系統(tǒng)在頻域中電壓與電流的關(guān)系式為

若X_2+X_3R，Z可進(jìn)一步簡化為Z=+/R。負(fù)載電壓和電流表達(dá)式可推導(dǎo)為

當(dāng)滿足一定負(fù)載條件時(shí)，式（24）和式（25）即可表現(xiàn)出恒壓或恒流特性，同理可推導(dǎo)帶有其他T型IMN和p型IMN的WPT系統(tǒng)拓?fù)洌漭敵鲭妷骸㈦娏骱凸ぷ鳁l件見表3[57]。表3中，X=X_aX_c/ (X_a+X_b+X_c)（=1,2）。前三種拓?fù)浜秃笕N拓?fù)湓诠ぷ鳁l件和輸出特性方面具有形式一致的數(shù)學(xué)表達(dá)式。

相比C/PS拓?fù)洌琑CLS拓?fù)涔ぷ鲿r(shí)的臨界耦合系數(shù)更小，因此在同尺寸線圈的情況下，該拓?fù)淇梢蕴峁┚嚯x更遠(yuǎn)的功率傳輸。當(dāng)相鄰線圈的距離足夠遠(yuǎn)時(shí)，非相鄰線圈之間的交叉耦合相對較小，可以忽略不計(jì)。在功率分配方面，該類拓?fù)渑cC/PS相似，各個(gè)負(fù)載之間互不干擾，通過改變輸出端的等效負(fù)載阻抗，即可實(shí)現(xiàn)功率的按需分配。

表3 帶T型IMN的RCLS多負(fù)載WPT拓?fù)鋫鬏斕匦?/p>

Tab.3 Transfer characteristics of RCLS multi-load WPT topology with IMN

（續(xù)）

4 多通道型多負(fù)載WPT拓?fù)?/h2>

為了滿足不同標(biāo)準(zhǔn)設(shè)備的充電需求并解決兼容性問題，實(shí)現(xiàn)功率的靈活分配以及消除交叉耦合的影響，研究人員對多通道型WPT（Multi-Channel Type WPT,MCT WPT）系統(tǒng)進(jìn)行了深入研究。這類拓?fù)涞牡湫吞攸c(diǎn)為接收回路的自然頻率各不相同，主要原理為WPT的功率傾向于流向自然頻率與其工作頻率相接近的接收回路。MCT多負(fù)載WPT系統(tǒng)拓?fù)渲须娔軓陌l(fā)射側(cè)到接收側(cè)的傳輸“通道”有多條，且“通道”中的功率頻率各不相同，猶如通信領(lǐng)域的不同頻段。根據(jù)同一工作周期里是否存在多條“通道”，這類拓?fù)溆挚杉?xì)分為選頻傳輸類（Selective Transfer Type,STT）和多異頻發(fā)射源類（Multi-Different-Frequency Transmitting Source Type,MDFTST）。

4.1 選頻傳輸類（STT）

選頻傳輸類多負(fù)載WPT拓?fù)涫疽鈭D如圖14所示，STT的發(fā)射側(cè)逆變器一般選擇工作在某一個(gè)頻率點(diǎn)，而不同接收回路之間的自然頻率相差較 大[58-60]。當(dāng)發(fā)射側(cè)逆變器的工作頻率為特定值時(shí)，自然頻率與之越接近的接收回路會獲得更多的功率，而自然頻率與之相差較遠(yuǎn)的接收回路幾乎不獲得功率，因此可通過適當(dāng)調(diào)整逆變器工作頻率和各回路自然頻率從而實(shí)現(xiàn)功率的合理分配。圖14所示為典型等效電路，發(fā)射側(cè)配置了工作頻率可變的逆變器和IMN，其中，IMN可設(shè)置為不可調(diào)或可調(diào)模式，可調(diào)模式IMN通常采用投切式電容陣列來實(shí)現(xiàn)；接收側(cè)一般需配置IMN并設(shè)定在不同的自然頻率點(diǎn)。該拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)在于無需復(fù)雜控制策略，即可為不同標(biāo)準(zhǔn)的用電設(shè)備供電，但缺點(diǎn)是無法同時(shí)給多臺設(shè)備供電。

圖14 選頻傳輸類多負(fù)載WPT拓?fù)潆娐?/p>

4.2 多異頻發(fā)射源類（MDFTST）

4.2.1 獨(dú)源逆變器多發(fā)射回路型

為了解決STT多負(fù)載WPT拓?fù)涞娜秉c(diǎn)，對發(fā)射側(cè)的優(yōu)化設(shè)計(jì)成為了主要研究內(nèi)容。最直接的做法是應(yīng)用多個(gè)不同工作頻率的發(fā)射回路構(gòu)成發(fā)射側(cè)部分，所構(gòu)成的拓?fù)浞Q為獨(dú)源逆變器多發(fā)射回路型（Independent Source Inverter Multiple Transmitting Loop Type,ISI-MTLT）[61-62]拓?fù)洌渑c1.3節(jié)所述的MSMTC拓?fù)漕愃频嬖诿黠@差異。MSMTC拓?fù)渲兴邪l(fā)射回路和接收回路的自然頻率均相同，而ISI-MTLT拓?fù)涞母靼l(fā)射回路之間的工作頻率各不相同，各接收回路之間的自然頻率也存在差異，不同自然頻率的回路之間幾乎互不影響，進(jìn)而減小甚至消除交叉耦合干擾。

4.2.2 共源逆變器多發(fā)射回路型

圖15 普通共源逆變器多發(fā)射回路型WPT拓?fù)潆娐?/p>

該拓?fù)渲泄β书_關(guān)管的數(shù)量隨系統(tǒng)頻率數(shù)量的增加而呈比例增加，當(dāng)需要為多種標(biāo)準(zhǔn)的充電設(shè)備供電時(shí)，功率開關(guān)管的增多會帶來成本的提升。文獻(xiàn)[65]提出了一種三相SSI-MTLT WPT系統(tǒng)拓?fù)洌鐖D16所示。相比于系統(tǒng)頻率數(shù)量相同的普通SSI-MTLT拓?fù)洌撏負(fù)淇晒?jié)省一半數(shù)量的功率開關(guān)管。

圖16 三相共源逆變器多發(fā)射回路型WPT拓?fù)涫疽鈭D

4.2.3 多頻脈寬調(diào)制多發(fā)射回路型

在文獻(xiàn)[66]中，Zhao Chongwen等在圖15所示拓?fù)涞幕A(chǔ)上將發(fā)射側(cè)的多余逆變器移去，只留下其中多個(gè)不同自然頻率的發(fā)射回路，而開關(guān)管的驅(qū)動采用多頻脈寬調(diào)制（Multi-Frequency Pulse Width Modulation,MFPWM），其拓?fù)潆娐啡鐖D17所示，稱其為多頻脈寬調(diào)制多發(fā)射回路型（MFPWM Multiple Transmitting Loop Type,MFPWM-MTLT）拓?fù)洹Ｄ孀兤鬏敵鲭妷焊道锶~分解信號中主要包含100kHz和6.78MHz的電壓分量，這兩種電壓分量分別通過等值自然頻率的發(fā)射回路產(chǎn)生相應(yīng)磁場，最終能夠同時(shí)給該頻段所對應(yīng)標(biāo)準(zhǔn)的充電設(shè)備進(jìn)行供電。當(dāng)調(diào)制波中某一頻率所占比重較大時(shí)，對應(yīng)接收負(fù)載所獲得的功率更高，使得更多電能流向目標(biāo)負(fù)載。

圖17 多頻脈寬調(diào)制多發(fā)射回路型WPT拓?fù)潆娐?/p>

4.2.4 混頻單發(fā)射回路型

上述的三種拓?fù)漕愋碗m然能夠滿足不同標(biāo)準(zhǔn)的充電設(shè)備，但均存在同一個(gè)缺點(diǎn)即必須包含多個(gè)對應(yīng)不同頻率的發(fā)射回路，這種設(shè)計(jì)方式導(dǎo)致拓?fù)浼炔荒芄?jié)省線材成本又無法滿足某些場合下的扁平化設(shè)計(jì)需求。文獻(xiàn)[67-73]提出含有多頻激勵(lì)源和少發(fā)射回路的新拓?fù)洌Q為混頻單發(fā)射回路型（Mixing Frequency Single Transmitting Loop Type,MF- STLT）拓?fù)洌祛l單發(fā)射回路型WPT拓?fù)潆娐啡鐖D18所示。可見，該拓?fù)渲饕伤牟糠謽?gòu)成，分別為混頻交流源、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、單個(gè)發(fā)射回路和多個(gè)接收回路，其中混頻交流源的構(gòu)造方式主要有三種，如圖中上方所示，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)亦有多種，如圖18中下方所示。

圖18 混頻單發(fā)射回路型WPT拓?fù)潆娐?/p>

為了獲得滿足需求的混頻交流源，Liu Fuxin等提出了一種適用于多負(fù)載磁耦合諧振式WPT拓?fù)涞男滦图?lì)源[67-68]。發(fā)射側(cè)的混頻發(fā)射源包含多個(gè)工作在不同開關(guān)頻率但共享1個(gè)恒壓源的變換器以及各自級聯(lián)的變壓器，而變壓器的副邊相互串聯(lián)并連接于發(fā)射回路，以此構(gòu)成混頻交流源，如圖18中上方①所示。盡管此拓?fù)淠軌驅(qū)崿F(xiàn)高效且靈活的功率分配，但仍然需要多個(gè)逆變器和多臺變壓器，不能改善系統(tǒng)的效率、復(fù)雜度、控制難度和尺寸。

為此，K. T. Chau等應(yīng)用多頻合成方法，將基波電流波形和高奇次諧波波形進(jìn)行疊加，得到合成的半周期正弦電流波形；之后將2個(gè)二極管分別串聯(lián)到逆變器的每個(gè)支路，從而引入了一種新型逆變器拓?fù)鋄69]，如圖18中上方②所示。只需逆變器工作在基波頻率處即可大致產(chǎn)生如圖18中上方①所示得到的合成電流。由于這是發(fā)射回路的諧振電流，它可以有效地傳輸基波甚至高階諧波的電能。該拓?fù)涔β书_關(guān)管少且無變壓器，可大幅提升交流源的轉(zhuǎn)換效率。

由于二極管一般存在較大的導(dǎo)通電壓，在工作中會造成損耗，文獻(xiàn)[70-73]選用全橋逆變器或E類功率放大器等傳統(tǒng)逆變器，而把研究重心放在了功率開關(guān)管的控制策略以及補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的構(gòu)造方面。對于前者主要通過控制回路的分析計(jì)算產(chǎn)生多頻調(diào)制驅(qū)動信號，控制逆變器開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，從而輸出混合了多種頻率的激勵(lì)電壓或激勵(lì)電流。對于后者一種做法是串聯(lián)或并聯(lián)單個(gè)可調(diào)或非可調(diào)的電容器[71-72]，與發(fā)射線圈構(gòu)成濾波網(wǎng)絡(luò)，發(fā)射回路一次只提供1個(gè)諧振頻率，因此可以采用分時(shí)復(fù)用的方式，即控制電容器處于特定容值發(fā)射回路便能分時(shí)段發(fā)送不同頻率的功率；另一種方案是在原有拓?fù)淝度敫Ｋ固鼐W(wǎng)絡(luò)和科爾網(wǎng)絡(luò)的多頻補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其中的福斯特網(wǎng)絡(luò)能夠放大選定頻率的功率，而科爾網(wǎng)絡(luò)能夠補(bǔ)償選定頻率的無功分量。該網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)和分析主要基于電路綜合理論和傳遞函數(shù)，從而配置好多頻諧振網(wǎng)絡(luò)，其能夠提取和放大特定頻率的激勵(lì)電壓或激勵(lì)電流，用于驅(qū)動發(fā)射線圈以產(chǎn)生特定的耦合磁場[70,73]。

該類型拓?fù)湓谙徊骜詈虾蛯?shí)現(xiàn)功率分配方面具有突出的優(yōu)勢。由于所有接收回路的自然頻率各不相同，所以各個(gè)負(fù)載之間能量幾乎互補(bǔ)干擾。與此同時(shí)，通過調(diào)節(jié)發(fā)射側(cè)不同頻率激勵(lì)電壓或激勵(lì)電流的比重分布，即可實(shí)現(xiàn)功率的按需分配。

5 其他類型多負(fù)載WPT拓?fù)?/h2>

關(guān)于多負(fù)載WPT技術(shù)的研究成果主要?dú)w納為上述四大類，然而，還有個(gè)別無法被上述類型囊括的新型拓?fù)洹D19所示為一種被稱為接收器控制耦合型（Receiver-Controlled Coupled Type,RCCT）的多負(fù)載WPT拓?fù)洹０l(fā)射回路的補(bǔ)償電容由2個(gè)小尺寸電容極板與大尺寸電容極板構(gòu)成，前者與導(dǎo)線相連，而后者與接收線圈固定在一起但無電氣連接。該補(bǔ)償電容可充當(dāng)發(fā)射回路的功率開關(guān)管。當(dāng)有接收負(fù)載置于上方時(shí)，電容極板形成補(bǔ)償電容，接收線圈接收電能，相應(yīng)負(fù)載開始充電；而當(dāng)移走接收負(fù)載時(shí)，發(fā)射回路自然斷開，充電過程停止[74]。該方案不需要額外的開關(guān)管、負(fù)載傳感器、通信和控制，可減小系統(tǒng)體積和成本；由于無需空載檢測，無空載損耗和磁場泄露問題，可提高系統(tǒng)效率。

圖19 接收器控制耦合型WPT拓?fù)潆娐?/p>

6 結(jié)論

6.1 總結(jié)

電子設(shè)備的大范圍普及和智能家居的發(fā)展促進(jìn)了多負(fù)載WPT技術(shù)的進(jìn)步，目前該技術(shù)已經(jīng)取得了一定的成果，并在消費(fèi)電子、交通運(yùn)輸和醫(yī)療器械等領(lǐng)域有所應(yīng)用。本文從系統(tǒng)拓?fù)涞慕嵌葘ΜF(xiàn)有研究成果進(jìn)行了梳理和分析，提出了一種有效的分類方法，有助于給多負(fù)載WPT系統(tǒng)拓?fù)涞南嚓P(guān)研究提供參考。

在拓?fù)浞矫妫芯咳藛T主要從阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)/補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、發(fā)射側(cè)與接收側(cè)的電路關(guān)系、發(fā)射源等方面，對多負(fù)載磁耦合WPT拓?fù)溥M(jìn)行改進(jìn)，從而改善或解決特定問題。本文所涉及的多負(fù)載WPT拓?fù)涮匦浴?yōu)缺點(diǎn)及其適用場合總結(jié)見表4。

表4 多負(fù)載磁耦合WPT拓?fù)涮匦钥偨Y(jié)

Tab.4 Summary of multi-load magnetic-coupling WPT topology

抑制甚至消除交叉耦合干擾、實(shí)現(xiàn)接收功率的按需分配是多負(fù)載磁耦合WPT系統(tǒng)的重要問題，現(xiàn)有拓?fù)渌捎玫慕鉀Q方法可總結(jié)如下：

1）為消除線圈間交叉耦合的影響，解決方式主要有線圈特殊設(shè)計(jì)、補(bǔ)償電路調(diào)節(jié)、多通道傳輸。線圈設(shè)計(jì)主要依賴于線圈形狀和屏蔽磁心的特殊設(shè)計(jì)與位置的垂直或遠(yuǎn)距離擺放，改善磁場分布進(jìn)而抑制交叉耦合的影響；補(bǔ)償電路調(diào)節(jié)通過改變電路等效阻抗，進(jìn)而抵消交叉耦合變量；多通道傳輸利用多個(gè)不同頻率傳輸能量，接收線圈電路的自然頻率各不相同，從而減少了不同線圈間的交叉耦合。

2）實(shí)現(xiàn)功率分配的主要方式有等效負(fù)載阻抗調(diào)節(jié)與調(diào)頻傳輸。等效負(fù)載阻抗調(diào)節(jié)需要在接收側(cè)配置有源整流電路或升降壓、降壓等直流變換器，使用相關(guān)算法控制變換器從而獲得最優(yōu)的等效負(fù)載阻抗，以實(shí)現(xiàn)功率的按需分配。調(diào)頻傳輸利用能量易流向相近自然頻率接收電路的特性，使能量流向目標(biāo)負(fù)載。

6.2 展望

為適應(yīng)不同應(yīng)用場景，多負(fù)載WPT技術(shù)涌現(xiàn)了許多不同類型的拓?fù)洌F(xiàn)對各類型多負(fù)載WPT拓?fù)錆撛诘膽?yīng)用前景展望如下：

1）單電容補(bǔ)償型：該類拓?fù)淠軜?gòu)成發(fā)射線圈陣列并擴(kuò)大有效工作范圍，可應(yīng)用于智能家居產(chǎn)品、物聯(lián)網(wǎng)設(shè)施、傳感器網(wǎng)絡(luò)等，提高生活便捷程度。

2）高階阻抗匹配型：該類拓?fù)淇蓪?shí)現(xiàn)恒壓/恒流輸出與負(fù)載無關(guān)工作特性，同時(shí)系統(tǒng)工作頻率較寬泛，可適用于電動汽車充電等電池動態(tài)充電場景。

3）多米諾結(jié)構(gòu)型：該類拓?fù)溆型麑?shí)現(xiàn)長距離無線中繼供電，可應(yīng)用于礦井照明設(shè)施、地鐵線路設(shè)備等場合，降低線纜鋪設(shè)成本與維護(hù)難度。

4）多通道型：該類拓?fù)淠転椴煌愋偷呢?fù)載同時(shí)進(jìn)行無線充電，可應(yīng)用于常見的消費(fèi)電子產(chǎn)品（如智能手表、智能手機(jī)、藍(lán)牙耳機(jī)等），構(gòu)建統(tǒng)一通用的多智能設(shè)備無線充電平臺。

盡管目前已有眾多研究成果，但多負(fù)載WPT拓?fù)淙匀淮嬖谥到y(tǒng)整體效率不高、發(fā)熱嚴(yán)重、占用空間過大、傳輸距離有限、接收負(fù)載位置自由度不足、功率分配不合理、接收側(cè)互相干擾或輸出對負(fù)載條件較為敏感等問題。多負(fù)載WPT拓?fù)涞陌l(fā)展，需進(jìn)一步完善以下方面：

1）有源阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的創(chuàng)新和完善。無源IMN能夠?qū)崿F(xiàn)負(fù)載無關(guān)的輸出特性，但無法實(shí)現(xiàn)主動調(diào)節(jié)。現(xiàn)有的有源IMN一定程度上能夠用于調(diào)節(jié)功率的合理分配、校正參數(shù)漂移或提高系統(tǒng)電壓電流增益，但對工作條件的要求比較苛刻，且大多數(shù)只能犧牲其他需求而滿足部分要求。因此，對有源IMN進(jìn)一步探索，深入發(fā)揮其連續(xù)性調(diào)節(jié)的優(yōu)勢，挖掘其“身兼多職”的潛在能力，即令其同時(shí)滿足多種需求，是未來的發(fā)展趨勢之一。

2）系統(tǒng)兼容性的進(jìn)一步提升。隨著電子設(shè)備、電動工具、便攜式醫(yī)療器械和電動汽車等產(chǎn)品的進(jìn)一步普及，已形成多種WPT技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)，且各個(gè)標(biāo)準(zhǔn)之間工作頻率等設(shè)計(jì)指標(biāo)大相徑庭。采用混頻交流源有助于兼容這些標(biāo)準(zhǔn)，但現(xiàn)有的研究成果依然存在系統(tǒng)頻率的數(shù)量較少、只能涵蓋個(gè)別標(biāo)準(zhǔn)的問題。需要進(jìn)一步對混頻交流源和發(fā)射器開展研究。

3）接收負(fù)載位置自由度的提高。目前多負(fù)載WPT技術(shù)的實(shí)際應(yīng)用難以實(shí)現(xiàn)接收負(fù)載的遠(yuǎn)距離和任意角度的充電，平面發(fā)射陣列和三維發(fā)射線圈結(jié)構(gòu)有利于改善這個(gè)問題，但依然受到充電功率、位置、角度和距離的限制。發(fā)明一種能夠結(jié)合現(xiàn)有技術(shù)優(yōu)點(diǎn)的新型發(fā)射線圈結(jié)構(gòu)，以及控制算法的定位功能，或者基于新型WPT機(jī)理（如近年來出現(xiàn)的毫米波技術(shù)），進(jìn)而實(shí)現(xiàn)接收負(fù)載的全方位快速充電，將會是未來的發(fā)展趨勢之一。

4）系統(tǒng)性能如傳輸效率和整機(jī)效率的優(yōu)化。由于高頻條件下導(dǎo)線的寄生參數(shù)、功率器件的損耗，多負(fù)載WPT系統(tǒng)存在發(fā)熱嚴(yán)重、參數(shù)漂移和效率不高等問題。然而，這些問題將隨著超導(dǎo)材料和新型功率器件（如石墨烯、氮化鎵（GaN）和碳化硅（SiC）等）的發(fā)展逐漸得到解決，新型高效的多負(fù)載WPT拓?fù)鋵⒈惶岢觯鄳?yīng)技術(shù)將走向高性能化、小型化和高功率密度化應(yīng)用。

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[74] Chen Xu,Yu Shengbao,Zhang Zhe. A receiver- controlled coupler for multiple output wireless power transfer applications[J]. IEEE Transactions on Cir- cuits and Systems I: Regular Papers,2019,66(11): 4542-4552.

Analysis and Development on Topologies of Multi-Load Magnetic-Coupling Wireless Power Transfer System

（School of Electric Power South China University of Technology Guangzhou 510640 China）

In recent years,the multi-load magnetic-coupling wireless power transfer technology has become a research hotspot. The system topology acts as a key research content,and determines whether the technology can meet the needs of different application scenarios. For this reason,this paper reviewed and analyzed the multi-load magnetic-coupling wireless power transfer system topology. Firstly,the topology of the magnetic-coupling wireless power transfer system was classified. Secondly,the topologies of single-capacitor compensation,high-order impedance matching,domino structure,and multi-channel types were analyzed. Next,the working principles,advantages and disadvantages or application occasions of the main types of topologies were analyzed based on the number of power supplies and transmitting coils,compensation network types,system construction methods,and the way of power transfer. Finally,the problems faced by the multi-load magnetic- coupling wireless power transfer system topology were proposed,and the future development trend was prospected.

Wireless power transfer,multiple loads,topology,impedance matching

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210339

TM724

孫淑彬 男，1994年生，碩士，研究方向?yàn)闊o線電能傳輸技術(shù)。E-mail: 201821014654@mail.scut.edu.cn

張 波 男，1962年生，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動。E-mail: epbzhang@scut.edu.cn（通信作者）

國家自然科學(xué)基金重點(diǎn)資助項(xiàng)目（51437005）。

2021-03-12

2021-08-29

（編輯 陳 誠）