UWB雷達芯片的研究現狀與發展

羅 朋 胡振峰 田世偉 劉馬良*

①(西安電子科技大學 西安 710000)

②(軍事科學院國防科技創新研究院 北京 100097)

1 引言

20世紀60年代超寬帶(Ultra-Wide Band,UWB)的構想首次在“time-domain electromagnetics”中被提出[1]，采用一種無載波的窄脈沖信號進行通信。由于其具有較好的安全性，高傳輸速率以及高距離分辨率，其在軍事及雷達等領域有著重要的應用價值。2002年2月，美國聯邦通信委員會(Federal Communications Commission, FCC)正式批準超寬帶民用，規定超寬帶的工作頻率為3.1～10.6 GHz，發射帶寬大于500 MHz，但為了防止超寬帶與其他通信帶寬產生干擾，對發射機發射功率進行了限制，即有效全向輻射功率小于–41.2 dBm/MHz[2]。因此超寬帶技術的高速傳輸速率是以非常寬的帶寬為代價，同時超寬帶脈沖雷達技術是發射機發射持續時間極短的脈沖信號，而收發機的重復頻率周期較長，因此單位時間內消耗的功耗極低，適合今后低功耗的應用場景要求。所以UWB系統在軍事雷達領域應用之外，在生物探測、室內定位等商業應用場景得到重要的應用。Decawave 公司在2013年推出第1款基于超寬帶技術的單芯片無線收發器。室內和室外定位精確到10 cm以內。通過提供準確的位置感知和通信，為實時定位和室內定位系統、基于位置的服務、無線傳感器網絡和物聯網提供了一種新方法。同時恩智浦推出UWB產品“Trimension”解決方案，如圖1所示，在汽車、移動和物聯網設備之間實現安全測距和精確感測。近年來國內對UWB系統的研究正快速增加。未來其在物聯網、短距通信、室內室外定位、生物探測以及軍事等領域有著巨大的應用需求與市場前景。

圖1 UWB系統的優勢與應用場景

2 UWB 發射機系統架構與關鍵電路

發射機(Transmitter X, TX)作為發射信號的關鍵功能模塊，通常由信號產生電路、功率放大器以及天線3部分構成。下面將對UWB系統信號產生電路與功率放大器兩個部分進行詳細的介紹。

2.1 UWB系統信號產生技術

2002年2月，美國聯邦通信委員會(FCC)正式批準超寬帶民用，規定超寬帶的工作頻率為3.1～10.6 GHz，發射帶寬大于500 MHz，但為了防止超寬帶與其他通信帶寬產生干擾，對發射機發射功率進行了限制，即有效全向輻射功率小于–41.2 dBm/MHz。所以針對不同的UWB系統，不同應用場景，UWB系統的信號產生技術將直接影響系統的性能、復雜度、功耗等。其中脈沖體制是UWB系統的主要信號體制之一，本節將針對脈沖信號體制及其對應的UWB系統信號調制技術進行綜述。

2.1.1 基本脈沖信號類型

文獻[3]介紹并對比了高斯脈沖(Gaussian pulse)、高斯單脈沖(Gaussian monocycle)、Scholtz單脈沖( Scholtz's monocycle)、曼徹斯特單脈沖(Manchester monocycle)、歸零曼徹斯特單脈沖(RZ-Manchester monocycle)、正弦單脈沖(sine monocycle)、矩形單脈沖(rectangle monocycle)等脈沖信號類型的時域及頻域特性。

由于高斯脈沖可以通過調節函數參數，信號的帶寬與峰值頻率可以通過簡單的設置而發生改變，在滿足FCC條件下高斯脈沖的發射功率與性能更適合超寬帶系統的應用，高斯脈沖信號具有更簡單、對信道衰落不敏感等特點，所以常用于UWB發射系統中，下面將對不同的高斯脈沖信號產生電路進行論述。

2.1.2 頻移高斯脈沖信號

上述信號類型為滿足FCC，及降低功率譜密度(Power Spectrum Density, PSD)，高斯脈沖及矩形脈沖均存在DC分量且其余各階導數信號電路實現復雜，因此文獻[4]中采用如圖2所示的一種頻移高斯脈沖(frequency-shifted Gaussian pulse)。文獻[4]指出該類型波形具有更好的頻譜特性，更窄的脈沖寬度，以及容易在CMOS中電路實現。所以該信號類型更適合作為UWB系統中信號技術。頻移高斯脈沖可以表示為式(1)

圖2 頻移高斯脈沖時域波形

文獻[4]采用如圖3所示的全數字高斯脈沖產生電路。通過電荷泵對無源濾波網絡充放電實現脈沖的產生，并通過控制時鐘脈沖寬度以及電流實現對脈沖信號可配置。然而在文獻[5]中采用直接射頻合成的方式實現類高斯脈沖信號的產生，其產生電路如圖4所示，采用對buffer尾電流編程，并通過對發射脈沖控制序列進行偽隨機編碼，提高輸出脈沖的平滑度。并且通過控制PLL輸出頻率從而調整高斯脈沖的中心頻率。綜上實現一種更加平滑的可編程頻移高斯脈沖波形。為了進一步減小面積與功耗，文獻[6,7]提出一種全數字的脈沖信號產生技術。其中文獻[8]電路原理如圖5所示。該文獻首先提出一種延遲可配置的延遲單元，如圖5(a)所示，通過控制電壓Vc從而改變延遲時間。然后通過組合邏輯產生一定脈沖寬度的單脈沖。最終通過如圖5(c)所示的脈沖組合器將單脈沖組合，從而產生用于發射的脈沖信號。該脈沖信號產生技術既有較低的功耗與面積，并且脈沖寬度與個數可配置，圖6中的文獻[8]同樣采用了全數字脈沖產生技術。

圖3 文獻[4]中全數字高斯脈沖產生電路

圖4 文獻[5]中直接射頻合成高斯脈沖的實現電路

圖5 文獻[8]中提出的數字脈沖產生電路

圖6 文獻[8]采用的全數字脈沖產生技術

另外文獻[9–11]均采用如圖7所示的混頻結構的產生方式，從而實現可配置的脈沖信號，常用于開關鍵控(ON-Off-Keying, OOK)、脈沖位置調制(Pulse Position Modulation, PPM)等帶有調制波形產生電路中。

圖7 文獻[9]采用混頻器實現脈沖產生電路

隨著研究的不斷深入，目前高斯脈沖產生電路的功耗與面積都已經可以大大降低，通過可編程技術使得輸出脈沖具有更好的平滑度與可調的中心頻率。隨著數字化電路控制技術的提出，脈沖組合器將單脈沖組合，使得脈沖的寬度與個數實現可調，高斯脈沖產生電路的脈沖寬度與峰值頻率等方面將會具有更強的可調性能。

2.1.3 調制方式

在目前的IR-UWB系統中，常見的調制方式有開關鍵控(OOK)、脈沖幅度調制(Pulse Amplitude Modulation, PAM)、脈沖位置調制(PPM)、相位鍵控(Binary Phase Shift Keying, BPSK)等調制方式，接下來主要對常見的幾種調制方式進行綜述。

(1) 開關鍵控(OOK)。在文獻[11–19]的收發機中采用OOK的調制方式實現UWB系統通信。文獻[11]采用如圖8所示的結構，通過控制數控振蕩器(Digitally Controlled Oscillators, DCO)或功率放大器(Power Amplifiers, PA)的開關從而實現OOK調制。另外為了避免直接對電源控制，文獻[13]采用如圖9所示的電路實現方式，通過開關控制振蕩器實現OOK脈沖調制。與文獻[13]所述方式類似的還有文獻[19]采用如圖10所示的電路，在產生脈沖時，利用D觸發器和邏輯電路產生的Data_dly控制buffer尾電流實現data的調制，不需要對振蕩器的電源直接控制。

圖8 文獻[11]的開關鍵控調制產生方式

圖9 文獻[13]通過控制壓控振蕩器的接地端實現開關鍵控調制

圖10 文獻[19]OOK調制產生電路

(2) 脈沖位置調制(PPM)。文獻[20–22]均采用PPM調制的脈沖信號。其中文獻[20]提出采用基于PPM調制的UWB系統用于RFID(Radio Frequency IDentification)系統中。其調制電路如圖11所示，通過將sensor的模擬信號與三角波信號比較，從而產生PPM調制。在斜坡信號的上升沿發出第一個參考脈沖信號，用于接收機實現同步處理，然后在下降沿發出脈沖位置調制的脈沖信號。從而節省模擬數字轉換器(Analog to Digital Converter, ADC)，進一步節省功耗與面積。

圖11 文獻[20]的調制電路

另外文獻[22]提出一種D-MPPM，即全數字多脈沖相位調制，如圖12所示。通過DTC電路與同步脈沖實現一個重頻周期發送多bit數據，提高通信的數據率。從而data rate不受重頻周期與時鐘速率影響。隨著DTC精度的提高，數據率可以進一步提高，并且可以全數字實現調制與解調，適用于小面積與低功耗場景。

圖12 文獻[22]所提調制電路

(3) 相位鍵控(PSK)。文獻[23–26]采用PSK調制的脈沖信號實現UWB通信。文獻[23–25]采用模擬混頻器的方式實現對脈沖信號的PSK調制。需要消耗大量的功耗面積，所以文獻[26]采用如圖13所示的全數字實現BPSK調制，通過輸入數據data與時鐘信號邏輯產生正脈沖和負脈沖兩個相位的脈沖信號，最終經過PA發送，產生基于PSK的脈沖信號和。表1對不同調制方式進行了性能匯總。

表1 調制方式性能匯總

圖13 文獻[26]調制產生電路

隨著通信系統對數據速率以及小型化低功耗性能的需求越來越高，開關鍵控OOK通常具有更高的調制數據速率，但是不可避免地會消耗太多功耗，脈沖位置調制PPM因為可以實現一個重頻周期發送多bit數據，大大提高通信的數據率，并且可以采用全數字化設計方案，進一步減小芯片的面積與功耗，隨著研究的不斷深入，PPM將會在調制方式中展現出數字化的優勢。

2.2 超寬帶功率放大器(UWB PA)

UWB發射機帶寬較寬，所以對功率放大器的帶寬要求也較高，甚至有的需要覆蓋3.1～10 GHz。而功率放大器的帶寬越寬越難保證效率和功率的性能。所以有些發射機的輸出不經過專門的功率放大器，而通過普通buffer。例如文獻[27–29]，在這些結構中，產生脈沖過后，往往只通過無源諧振電路，或者直接發射輸出。文獻[30]應用了一個預放大器和推挽級AB類功率放大器，最后達到了–10 dBm的輸出功率，文獻[31]采用開關結構降低功耗。這些結構能達到較好的效率，但是輸出功率較低。在一些對發射功率有要求的場景中，就不可避免地要引入功率放大器。

因為在功率放大器的應用中，輸入信號幅度不是固定的，在單一類型的功率放大器中，不同的輸入幅度對應的效率可能會相差很大，所以功率放大器往往對6 dB回退效率有要求，Doherty功率放大器能在效率峰值回退6 dB對應的輸入功率處仍然有較好的輸出效率。所以，在一些對效率要求更高的應用中，例如IOT等，在一些低功耗的收發機應用中，往往應用更高效率的功率放大器，例如Doherty功率放大器，c類功率放大器等等，文獻[32]引入了數字Doherty功率放大器，如圖14所示。這類功率放大器工作在A B 類或者C 類，一般能達到30%～40%的轉換效率。其利用多路數字功率合成技術，在輸出中將16路功率放大器分成兩部分，組合成Doherty功率放大器，達到了29.5%的效率和24.4 dBm的輸出功率。

圖14 文獻[32]數字Doherty功率放大器

3 UWB接收機架構與關鍵電路

在UWB系統中，根據信號類型以及采樣方式不同提出不同的系統結構。發射機(TX)結構常由信號產生模塊、功率放大器模塊以及天線3部分構成。接收機則由于信號類型、量化方式不同，學者提出眾多結構。其中較為常見結構有超外差結構、零中頻結構、直接射頻采樣結構、基于時間擴展采樣結構、基于等效時間采樣結構、ST sampling、能量檢測等。同時還提出了多種低噪聲放大器的優化方式，包括噪聲相消、增益自適應等技術。

3.1 UWB接收機系統架構

超寬帶接收其具有帶寬大、頻率高等特點，所以接收機結構設計多采用超外差方式，混頻后降低信號頻率，或者采用等效采樣等方式提升ADC的采樣率。以下將對常見接收機架構進行詳細綜述。

3.1.1 超外差

由于接收到的信號均具有較高頻率的載波，難以直接量化。文獻[33]采用如圖15所示的結構。接收機中包括低噪聲放大器(Low Noise Amplifier,LNA)、混頻器(Mixer)、濾波器、模數轉換器(ADC)等模塊。該結構首先將通過LNA放大后的射頻信號下混頻之后，通過低通濾波器將倍頻信號濾除，從而得到較低頻率的中頻信號。由此可以降低對ADC帶寬的要求。

圖15 文獻[33]接收機架構

文獻[30]針對FM調制的UWB信號波形采用零中頻結構，與超外差結構不同的是該結構直接將射頻信號下混頻到DC，濾波后直接進行量化解調。

3.1.2 時間擴展

在常見的IR-radar 系統中，發射的射頻信號具有窄脈沖的特點，在信號的周期內存在大量死區時間，針對發射信號的該特點，有學者提出如圖16所示的時間擴展采樣結構[34–36]。從圖中可以看出首先通過高速的采樣單元對脈沖進行采樣，得到的信號脈寬時Δds，然后通過時間擴展放大器將采樣得到的信號的脈寬放大GDTE倍得到脈寬為Δde的低速信號，從而降低對后記數字量化模數轉換器(ADC)的速度與性能要求。

圖16 時間擴展采樣原理

由此文獻[34,35]采用如圖17所示的時間擴展結構，充分利用脈沖信號的死區時間降低系統的復雜度與功耗。從圖中可以看出該接收機中包含低噪聲放大器(LNA)、高速采樣模塊、時間擴展模塊以及較低速度的模數轉換器(ADC)。除此之外，該結構引入能量檢測單元和數字時間轉換器產生高速采樣時鐘與采樣窗口。實現對脈沖信號的恢復。

圖17 文獻[34]基于時間擴展采樣架構

3.1.3 等效時間采樣

同時間擴展采樣方法一樣，利用脈沖信號死區時間較長且被探測目標移動速度較小時，接收到的脈沖信號在一定時間內可以認為幾乎不變。

所以有學者提出等效時間采樣的方式[37–40]。等效時間采樣的原理如圖18所示，假設重頻周期為10 ns，然后利用一個周期為5 ns的時鐘對信號采樣可得到每個周期兩個采樣點。然后引入5個不同相位相同周期的時鐘分別對信號采樣，然后經過合成可以得到10個采樣點數每個信號周期，即實現了10倍于信號的等效采樣率。即等效時間采樣率可以由式(2)表示

圖18 等效時間采樣原理

其中，ncl表示不同相位的時鐘個數，Fclk表示每一個采樣時鐘的時鐘頻率。

文獻[37]采用如圖19所示的結構。從圖中可以看出該結構包含低噪聲放大器、高速采樣單元以及由高精度數字時間轉換器(Digital Time Converter,DTC)構成。該結構利用1.5 pixels分辨率的高精度DTC模塊為接收機(Receiver)產生一定相差的多相位時鐘。則DTC的時間分辨率決定了直接采樣接收機的等效時間采樣率高達666 GS/s。

圖19 文獻[37]基于等效時間采樣接收機結構

3.1.4 掃描閾值采樣結構

與等效時間采樣同理，利用重頻周期一定時間內近似認為不變，有學者提出一種掃描閾值采樣(Swept threshold sampling)[5,41]。其常見實現結構如圖20所示，由比較器、計數器以及閾值產生模塊等構成。其工作原理如圖20所示，通過VT從0.1～0.9掃描，步長0.1 V，則在VT大于幅度時，采樣得到1。當VT小于幅度時，采樣得到0。如圖20所示，若幅度為0.65 V，則在9次掃描采樣結果中前6次為1，后3次為0，最終通過計數器將掃描周期的1做累加得到6，則可以得到6/9的量化值。其他幅度同理可得。

圖20 掃描閾值采樣結構原理

文獻[5]采用如圖21所示的掃描閾值采樣結構。該結構由濾波器、低噪聲放大器(LNA)、多路閾值采樣器、數字模擬轉換器(DAC)、時鐘產生單元以及數字的計數器部分構成。其中DAC主要用于產生掃描閾值的電壓。閾值采樣單元結構與上述原理分析時結構類似。從而采用st sampling的方式對信號恢復。并且文中指出與多bits系統相比，ST的一個重要優勢是只需要1個 1 bit量化器，簡化了設計并增加了系統的固有線性度。另一個關鍵優勢是ST采樣結構在同樣信噪比條件下可以實現更遠的探測距離。

圖21 文獻[5]基于ST 采樣接收機結構

3.1.5 能量檢測結構

此外常見的接收機量化方式還有基于能量檢測的結構[9,11,18,21,22]，非相干能量檢測結構一般如圖22所示。接收機包含低噪聲放大器(LNA)、平方器(squarer)、積分器、模數轉換器(ADC)以及數字部分等模塊。其基本原理如圖23所示，通過Squarer之后得到信號包絡，然后調整積分窗口的時間位置，最終通過ADC量化積分結果，通過數字模塊恢復脈沖信號。同時可以實現PPM等調制方式的解調。

圖22 基于能量檢測UWB接收機架構

圖23 能量檢測原理

文獻[9]在此基礎上提出一種ΔΣ的能量檢測模塊。其結構如圖24所示，通過將上述的積分窗口拆解成兩個窗口，然后與比較器構成1 bit量化的ΔΣ能量檢測器。文中指出該結構相比多bit結構具有更好的穩定性，較低的精度要求，并且可以省略模數轉化器(ADC)或者時間數字轉換器(TDC)模塊。

圖24 文獻[9]基于能量檢測接收機架構

超外差的電路架構能夠實現直接降頻并且結構簡單，能夠降低后續模數轉換器的壓力，但是由于需要混頻器等模塊，對信號質量以及整體線性度都將造成損失。時間擴展技術需要高速的采樣電路對信號進行先采樣，然后通過時間擴展放大器擴展采樣信號脈寬，這種結構對采樣電路要求較高，而且時間擴展放大器會存在相應系統誤差與隨機誤差，會影響采樣精度。等效時間采樣通過利用多相位時鐘采樣，然后經過合成可以實現多倍于采樣時鐘的采樣率，從而設計出高速的模數轉換器，能夠應用于直接射頻采樣系統，該種結構簡化了RF信號鏈，降低了每個通道的成本以及通道密度。掃描閾值采樣結構只需要1個1 bit量化器，簡化了設計并增加了系統的固有線性度。能量檢測方式可以降低比較器的精度要求，并且擁有更好的穩定度。通過對上述接收機系統架構性能對比，等效采樣結構因其獨特的優勢，未來將會被更多地應用于UWB接收機系統中。

3.2 超寬帶低噪聲放大器(UWB LNA)

UWB LNA 作為UWB接收機中的第1級，將決定整個接收機鏈路的性能。所以UWB LNA 在UWB系統中尤其重要。常見的LNA結構如圖25所示，以共源、共漏、共柵3種基本結構的放大器為基礎。如文獻[42]采用了基于共源共柵(cascade)放大器為基礎的LNA。并且采用無源的LC網絡實現輸入匹配，無源LC網絡為負載拓展帶寬，實現3～5 GHz的超寬帶匹配。文獻[43–45]采用共柵結構實現LNA，通過調節輸入管跨導gm實現50 Ω匹配。

圖25 常見結構的低噪聲放大器

在UWB系統中天線常為單端輸入信號，但是在后級電路中差分電路具有更好的偶次諧波抑制和共模抑制的能力，所以文獻[46–48]在輸入端采用片上變壓器(balun)實現輸入匹配，實現將單端信號轉換成差分信號。并且文獻[48]提出一種自適應偏置ADB(ADaptive Biased)電路，如圖26所示，實現一種自適應增益的低噪聲放大器，以提高UWB接收機的動態范圍。

圖26 文獻[48]采用的自適應增益低噪聲放大器

但是由于片上變壓器面積較大，所以文獻[11,22,49]采用有源的balun結構，如圖27所示，實現單端到差分的轉換，進一步節省面積。文獻[11,49]采用如圖27所示的有源balun結構。可以看出通過第2級兩級共源放大器輸出，產生兩個相反相位的信號，實現單端到差分的轉換。上述結構由于OVON增加一級共源放大，且存在相位延遲，所以輸出的差分信號存在相位與增益的誤差，且受PVT影響較大。文獻[50]采用晶體管反饋，實現了阻抗匹配與電壓隔離。

圖27 文獻[11]采用的帶有源balun的兩級LNA結構

所以文獻[22,34,36]采用如圖28所示的有源balun結構，通過組合共柵(CG)與共源放大(CS)，從而減小輸出差分信號的增益與相位誤差。

圖28 文獻[22]的有源balun結構

此外許多學者提出多種噪聲相消的技術，文獻[51]采用如圖29所示的結構，通過圖中所示的兩條噪聲路徑，由于其相反的相位，可以對M3和M1的噪聲在輸出端實現抵消，從而進一步減小噪聲。文獻[52]采用如圖30所示的改進型噪聲抵消技術，與傳統結構相比，提供相反相位的噪聲通路的同時，利用電流復用技術，進一步減小功耗。表2 對L N A進行一個性能匯總。

表2 低噪聲放大器性能匯總

圖29 文獻[51]的噪聲相消的結構

圖30 文獻[52]提出的改進型噪聲相消技術

超寬帶低噪聲放大器作為UWB接收機系統中第1級，放大從天線上接收到的微弱信號，并且壓低整個系統的噪聲系數，具有十分重要的作用，低噪聲放大器通過添加反饋模塊實現增益自適應功能，通過可重構功能從而提升系統的動態范圍。通過與有源balun級聯，可以實現系統單端轉差分的功能，差分信號能夠提高系統共模抑制比與抗干擾特性。噪聲相消技術的突破進一步優化了噪聲，多功能一體化的超寬帶低噪聲放大器將會不斷地被研究。

4 UWB雷達發展趨勢

UWB雷達是目前發展最為快速的一種新體制雷達，因為其系統工作在較寬的頻率帶寬，具有較高的數據傳輸速率、較高分辨率、穿透性強的特點，使得UWB雷達在定位、探測、通信、生物醫療等領域廣泛的應用，隨著硅基工藝的不斷發展，截止頻率的不斷提升，UWB雷達芯片已經可以采用成本較低的CMOS工藝進行全集成設計。UWB技術通過將功率分配在很寬的頻帶內，使得每一個頻點的功率都很小，這樣將會避免與其他無線協議產生干擾，隨著頻譜資源越來越珍貴，在未來UWB方案將會較多應用于主流電子產品。

UWB技術因為其高帶寬的優勢，決定了UWB雷達將擁有更高的定位精度，因為UWB雷達使用的原理類似飛行時間(Time Of Flight, TOF)，通過發射端發送一個信號，信號在碰到障礙物后反彈回接收端，通過計算發射與接收信號的時間差乘以光速即可得到信號傳輸的距離。通過多個發射端進行定位掃描，即可得到物體的幾何位置信息，相比于傳統的藍牙定位等技術的米級別定位誤差，UWB雷達技術可以實現厘米級別的定位精度，這使得UWB雷達將會具有更大的應用市場，并且由于UWB技術需要現場設備直接采集計算，很難被第三方突破信息保障壁壘，因此具有較高的安全性。目前UWB雷達應用最為廣泛的兩個領域一類是面向醫療行業，主要包括高精度醫療監測以及醫療檢測，另一類主要是面向軍事巷戰、反恐、災難搜救等高精度定位軍事應用。

非接觸式UWB生命監測雷達是目前專門應用于醫療監測的雷達，不同于傳統的電極和傳感器接觸的檢測形式，它可以實現較遠距離長時間無接觸式檢測患者的呼吸和心跳信號，可以在不影響患者正常休息的情況下，實現對患者的呼吸和心跳等生命體征信號進行實時檢測，并將檢測數據與設定數據進行對比，及時反饋給醫護人員，相比于傳統的呼吸和心電記錄儀，非接觸的方式具有更加輕松和舒適的特點，能夠更好地輔助醫護人員進行相應的治療。目前我國人口平均壽命持續增長，人口老齡化趨勢明顯。隨著UWB生命檢測雷達朝著更小更精準的方向不斷優化，未來將會成為家中較為常見的生物醫療器械。

當前國際國內反恐形勢都相當嚴重，這給便攜式UWB穿墻雷達提出了迫切的需求，同時提供了巨大的市場。針對可穿戴式UWB穿墻透視雷達進行研究，應用層面主要包含建筑物內部布局與成像，同時包含探測、鑒別分類跟蹤人和運動目標的行蹤，能夠實現對建筑物或障礙物后面目標的探測、定位、成像和追蹤，在軍事裝備、城市安全、火災及地震等自然災害搜救、快速反應人員以及反恐方面有著廣泛的應用前景和價值。

5 結束語

基于脈沖信號的UWB系統具有高傳輸速率、低功耗、探測精度高、穿透性強、安全性高等優勢。而基于CMOS實現UWB芯片可以實現UWB系統的進一步小型化，低功耗。UWB雷達芯片中關鍵技術主要包括信號產生技術、超寬帶功率放大器、超寬帶低噪聲放大器、高速量化技術等。本文對上述關鍵技術做主要綜述和優缺點對比。

高斯脈沖可以通過調節相關函數參數，從而使得信號的帶寬與峰值頻率具有很強的可調性，高斯脈沖信號更適合滿足超寬帶系統的需求，目前UWB發射系統多采用高斯脈沖信號。開關鍵控調制(OOK)具有更高的調制數據速率與通信距離，但是不可避免地消耗掉很大的功耗，脈沖位置調制PPM因為可以實現一個重頻周期發送多bit數據，大大提高通信的數據率，并且可以采用全數字化設計方案，芯片的面積與功耗得到進一步優化，更適合微型化低功耗系統應用。功率放大器作為UWB雷達發射系統中的重要模塊，數字Doherty功率放大器已經可以達到了29.5%的效率和24.4 dBm的輸出功率，正朝著在超寬帶應用下保證較好的輸出功率與效率發展。隨著等效時間采樣技術的發展，通過多相時鐘采樣成倍提升了模數轉換器(ADC)的數據采樣率，為射頻直采提供了技術支持，這將簡化RF信號鏈，降低每個通道的成本以及通道密度，提升了UWB接收機系統數據傳輸速率與傳輸質量。低噪聲放大器已經可以通過噪聲抵消、增益自適應等技術實現超寬帶、高增益、低噪聲的性能，未來多功能一體化的超寬帶低噪聲放大器將會不斷被研究。在過去的幾年里，UWB系統由于其安全性與高精度的優勢多用于軍事、雷達、生物探測等領域。近年來隨著5G和物聯網的快速發展與崛起，基于UWB系統的短距通信與室內/室外定位得到快速發展。超寬帶的主要優勢有低功耗、對信道衰落(如多徑、非視距等信道)不敏感、抗干擾能力強、穿透性較強、具有很高的定位準確度和定位精度。超帶寬可用于汽車、移動設備和消費類設備的交叉領域，如汽車鑰匙、倉庫管理、工作人員管理、掃地機器人、手機定位等，實現萬物互聯。