交錯并聯的單相功率因數校正電路的研究

馮 昊

（國家知識產權局專利局專利審查協作北京中心，北京 100071）

1 前言

Boost 變換器，是電力電子領域中一種具有特定結構的升壓電路。傳統的Boost 電路的電路拓撲比較簡單，且其存在能夠升壓、工作性能穩定的優點，因此其經常被使用在功率因數校正電路中。然而，單相PFC 由于存在不能承受開關器件過高的瞬間電壓應力和電流應力的缺點，已不能滿足功率等級的增加的需求，且單相Boost 電路存在嚴重的電磁干擾（EMI）的問題[1-3]。解決這一問題的常見做法是，變換器常需要并聯。但這又帶來了其他問題，當電路具有較大的輸入電流時，并聯Boost 功率因數校正電路的支路電流是輸入電流的幾分之一。在這種情況下，交錯并聯電路由于具有輸入電流紋波小、開關損耗低，并能夠提高變流器的轉換效率的優點，而被廣泛運用。

Boost 電路中的二極管會存在反向恢復的問題，而有些Boost 電路中存在耦合電感，可解決這一問題[4-7]。而若在單相PFC 電路中采用具有耦合電感的拓撲，其具有連續的輸入電流，傳統的電流斷續模式的功率因數校正電路，輸入電流斷續，這樣就使得在設計輸入濾波器時要簡單很多[8-10]。此外，具有耦合電感的Boost 電路還具有另一優點，即可大大降低反向恢復損耗，從而降低電磁干擾損耗。

由此可得，該交錯并聯單相PFC 電路中的控制電路，也可通過相應的改進傳統單相整流電路的功率因數變換器的控制電路得到[11]。

功率因數校正電路的不斷發展，新型的功率因數校正電路被不斷提出，例如倍壓功率因數校正電路、無橋功率因數校正電路、交錯并聯Boost PFC 電路等[12-14]。而交錯并聯Boost PFC系統能減小系統的輸入電流紋波，而且還具備傳統的并聯系統的所有優點，同時還能夠降低電路中開關管的電流應力。

目前現有的功率因數校正電路的電路，常見的控制方法有：均流控制、單周期控制、峰值電流控制等。均流控制由于其具備更優秀的動態以及靜態特性，因此本文采用均流控制方法。

2 交錯并聯單相PFC 電路和實現

本文的電路拓撲描述如下：直流輸入電源Vin，電源的正輸入端連接并聯的兩條支路，分為第一支路和第二支路，第一支路包括耦合電感L1、可控開關管S1以及可控開關管S2，第二支路包括電感L2、可控開關管S3 以及可控開關管S4；其中電感L1 和電感L2 為耦合電感，耦合電感L1 的一端連接耦合電感L2 的一端，耦合電感L1 的另一端連接可控開關管S1 的漏極，可控開關管S1 的源極連接直流輸入電源Vin 的負輸入端，可控開關管S1 的漏極還連接可控開關管S2 的源極，可控開關管S2 的漏極為第一支路的輸出端；耦合電感L2 的一端為第二支路的輸入單，耦合電感L2 的另一端連接可控開關管S3 的漏極，可控開關管S3 的另一端連接直流輸入電源Vin 的負輸入端，可控開關管S3 的漏極同時連接可控開關管S4 的源極，可控開關管S4的源極為第二支路的輸出端。耦合電感L1 和耦合電感L2 的連接端連接直流輸入電源Vin 的正輸入端，第一支路以及第二支路的輸出端連接在一起，共同連接輸出電容Co 的第一端，輸出電容Co 的第二端連接直流輸入電源Vin 的負輸入端，負載電阻RL 與輸出電容Co并聯，也即，負載電阻RL 的一端連接第一支路與第二支路的輸出端，負載電阻RL 的另一端連接直流輸入電源Vin 的負輸入端，負載電阻RL 的兩端為輸出電壓。可控開關管S1、可控開關管S2、可控開關管S3 以及可控開關管S4 可以為MOSFET 功率管。可選的可控開關管S1、可控開關管S2、可控開關管S3 以及可控開關管S4 可以包括兩端反并聯二極管的MOSFET 功率管，還可以包括兩端反并聯二極管以及電容的MOSFET 功率管。在本領域中，Boost 功率因數變換電路拓撲是為大家所熟知的。直流輸入電源E，其正輸入端連接可控開關管V 的集電極，可控開關管V 的發射極連接二極管VD 的陰極，二極管VD 的陽極連接直流輸入電源E的負輸入端，電感L 的一端連接可控開關管V 的發射極與二極管VD 陰極的連接點，電感L 的另一端連接電阻R的一端，電阻R的另一端連接輸出支流電源的一端，輸出直流電源的另一端連接輸入直流電源的負輸入端以及二極管VD 的陽極。可控開關管的選擇有很多，比如本領域所熟知的IGBT、MOSFET 等。電阻R 的兩端即為輸出電壓。

因此，對比本文的電路拓撲和本領域熟知的Boost電路可知，本文的電路拓撲可以看成兩條Boost 電路耦合在一起，且本文是全控性的兩條Boost 電路，因為本文的電路拓撲中采用可控開關管替代了傳統Boost 電路中的二極管VD，更好地實現了交錯并聯的功能。本文的電路拓撲包括繞向相同的耦合電感L1 和L2，耦合電感L1 和L2 可等效為3 個非耦合電感，其電路等效方式為：耦合電感L1、L2 可等效為電感La、Lb、Lc，電感La 的一端為第一輸入端，電感La 的另一端連接電感Lb以及電感Lc 的連接點，電感Lc 的另一端為第二輸入端和第二輸出端，電感Lb 的另一端為第一輸出端。

傳統的Boost 電路工作原理如下：電路剛啟動時，電感電流為零，隨著工作過程的進行，電感電流開始逐漸增長，而與此同時，通過二極管VD 的電流下降，這樣就實現了可控開關管V 的零電流導通和二極管VD的零電流反向恢復損耗。而本文所介紹的交錯并聯功率因數校正電路的控制和傳統的單相功率因數校正電路的控制過程實質上是相同的，最終實現的控制目標是它的輸入電流最大限度地跟隨輸入電壓，而實現電路的功率因數最大限度地逼近1。

本文中電路拓撲的控制過程與傳統的單相Boost 功率因數校正電路的控制過程相同，通過再次分配傳統單相Boost 功率因數變換電路的控制信號，使得可控開關管S1 和可控開關管S2 實現交錯導通，而其他外圍電路與傳統的單相Boost 功率因數變換電路沒有過多的區別，這樣便不需要額外設計單獨的脈寬調制的控制芯片，而只需再增加一個脈寬調制分配電路。

3 控制電路

本文采用的控制芯片是UC3854，而本文的開關管控制頻率是傳統的脈寬調制開關頻率的一半。本文的控制模塊描述如下：目標輸出電壓Uref 作為輸入電壓，進入PI 控制模塊，接下來與電感L1 的目標電流IL1ref做差，其做差的結果進入PI 控制模塊，再進行G(s)變換，輸出一第一輸出電壓；目標輸出電壓Uref 作為輸入電壓進入PI 控制模塊的結果，同時與電感L2 的目標電流IL2ref 做差，做差結果進入PI 控制模塊，在進行G(s)變換，輸出另一第二輸出電壓。第一輸出電壓和第二輸出電壓相加，共同進行另一G(s)變換，輸出的電壓即為輸出電壓UDC。同時控制過程還包括負反饋過程，即輸出電壓UDC 返回目標輸出電壓Uref，進行負反饋；上述第一輸出電壓返回目標輸出電壓Uref 作為輸入電壓進入PI 控制模塊的結果，進行負反饋，上述第二輸出電壓返回目標輸出電壓Uref 作為輸入電壓進入PI 控制模塊的結果進行負反饋。作為本文的耦合電感L1 和耦合電感L2 是工作在斷續導通模式下，即其電感電流是斷續的，這樣也變不需要考慮耦合電感L1和耦合電感L2 之間的均流問題，這樣只需要在傳統單相Boost 電路的控制電路即可完成控制。

為使交錯并聯Boost PFC電路并聯兩模塊實現均流，考慮只有兩模塊并聯，所以設計占空比補償控制環時，只需在其中一條支路中加入占空比補償控制環，當這一支路電感電流通過均流占空比補償后達到總電流的一半時，另一支路的電流必定也為總電流的一半，達到了兩條支路均流的目的。

根據之前對導致兩條電路不均流的原因的分析，交錯并聯的控制過程中，由于可控開關管的導通延遲產生很小的輸入電壓增量，致使電感的電流與其給定值之間有一定的差距，即不能很好地實現跟蹤的效果，因此兩條并聯的支路的電流之間將形成電流偏差。所以，分析兩條并聯支路，電感L2 支路為產生這一現象的源頭支路，在這一支路的控制電流環中加入占空比補償環節，就可以實現控制目標中所需要達到的占空比補償，其所到平均電流控制的電流內環輸出的控制占空比中，使電感L2 支路的實現為電路中總電流的一半大小，那么電感電流iL1 也為總電流的一半大小，就可以實現兩條并聯的Boost 支路的均流。

根據電感L2 的支路電流給定值1/2(iLref)與電感L2支路的電感實際電流的差值，根據該差值與電感L2 支路的電流給定值1/2(iLref)的比例得到電感L2 支路的電流偏差程度。

交錯并聯Boost PFC 變換器的直流輸入電壓為Vin，其輸入電壓的形式是整流橋輸出電壓的正弦半波，該輸入電壓的大小介于0 到vpk 之間，其中vpk 代表的是峰值電壓。我們在控制過程中發現，輸入電壓Vin 約等于0 時，能實現控制占空比最大的效果，而輸入電壓Vin 在峰值附近時，能實現控制占空比最小的效果。因此，本文采用的占空比補償控制方式，能實現兩條支路中用于補償的并且能夠實現均流效果的均流占空比，其最大值也能成為控制占空比的最大值。

4 實驗結果

本文的模擬由MATLAB 軟件實現，本文的控制電路為控制芯片UC3854，主要的元件選擇為：二極管VD 是軟恢復二極管，可控開關管S1 采用的是英飛凌公司生產的CMT57UA40 開關，輸入電壓為市電，經過Boost 電路升壓后，輸出電壓可達到350V，可控開關管S1 的工作頻率為18kHz，電路的輸出功率為2kW，其他三個可控開關管S2、S3、S4 也可選用同樣類型的可控開關，也即可同樣采用英飛凌公司生產的CMT57UA40 開關。耦合電感L1 與電感L2 的感量相同，都是0.7mH，輸出電容Co 容量為950μF，耦合電感L1 與電感L2 的耦合系數為0.95。續流二極管的電壓和電流的實驗波形可達到完全連續。續流二極管實現了零電壓關斷，續流二極管的反向恢復電流為零，這樣，便能夠減小由于二極管反向恢復電流而導致的能量損耗，降低電磁

干擾損耗。同時，可控開關管S1 的電壓波形以及電流波形也相較于傳統的Boost 電路的電壓波形以及電流波形有較大的改善。本文的輸出電壓波形可以更大程度地實現跟隨電流波形，從而實現功率因數的極大提高，同時損耗也能降低。同時，本文中的交錯并聯電路實現了電壓與電流的交錯，大大降低了開通損耗，并且減小了電磁損耗。

5 結論

本文介紹了一種交錯并聯的單相升壓功率因數校正電路，這樣的電路拓撲能夠大大提高電路效率，降低電磁損耗，并且由于具有耦合電感，還可進一步實現升壓電路的二極管零反向恢復損耗。且該電路控制簡單，可采用與傳統單相電路相同的控制方法，采用傳統的控制芯片即可，加以簡單的分配電路即可實現，控制電路采用控制芯片UC3854，實現了交錯并聯的Boost 電路的PFC。與斷續電流模式的單相功率因數變換電路相比，本文所采用的電路的輸入電流連續，且可實現電路中二極管的反向恢復損耗為零。