一種單級(jí)非隔離型無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路

林國(guó)慶， 占盆朋， 陳偉

(福州大學(xué) 福建省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，福建 福州 350116)

0 引 言

在當(dāng)今提倡環(huán)保的大環(huán)境下，相對(duì)于白熾燈等傳統(tǒng)照明光源，LED因具有使用壽命長(zhǎng)、節(jié)能高效、環(huán)保無害且控制簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛應(yīng)用于各種場(chǎng)合[1-6]。

對(duì)于LED照明產(chǎn)品，其中最突出的是LED燈與LED驅(qū)動(dòng)電源壽命不匹配的問題[7-10]。常用的LED驅(qū)動(dòng)電源中都使用了電解電容來平衡兩倍工頻脈動(dòng)功率，但是電解電容的壽命無法達(dá)到具有近五萬小時(shí)工作時(shí)長(zhǎng)的LED燈的使用壽命，而且溫度還會(huì)嚴(yán)重影響電解電容的工作壽命，溫度每升高10 ℃，電解電容使用壽命就會(huì)相應(yīng)減半[11-12]。當(dāng)LED驅(qū)動(dòng)電源的工作環(huán)境溫度過高時(shí)，內(nèi)部電解質(zhì)沸騰，將導(dǎo)致電解電容永久損壞。所以，為發(fā)揮LED燈的優(yōu)良特性需要去除LED驅(qū)動(dòng)電源中的電解電容，從而提高LED驅(qū)動(dòng)電源的壽命和可靠性。因此對(duì)無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電源的研究具有重要的現(xiàn)實(shí)意義。

為了消除電解電容對(duì)LED驅(qū)動(dòng)電源壽命的影響，現(xiàn)有技術(shù)可以概括為兩種[13-14]：一種是在現(xiàn)有電路的基礎(chǔ)上改進(jìn)控制策略[15-19]；另一種是創(chuàng)新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來平衡脈動(dòng)功率[20-27]，從而去除電解電容。文獻(xiàn)[15-16]通過在輸入側(cè)注入諧波電流來減小電容容值，但是注入諧波電流會(huì)帶來功率因數(shù)降低的問題，因此不適用于對(duì)功率因數(shù)要求嚴(yán)格的場(chǎng)合。文獻(xiàn)[17-19]基于LED發(fā)光強(qiáng)度與瞬時(shí)電流波形無關(guān)的特性，提出在輸出側(cè)采用脈動(dòng)電流驅(qū)動(dòng)LED的方案，可以有效減少輸入和輸出之間的功率脈動(dòng)，降低電容容值，功率因數(shù)高，但是流過LED的電流包含的兩倍工頻分量會(huì)帶來頻閃，引發(fā)人眼視覺疲勞。

文獻(xiàn)[20-21]提出在輸入或輸出側(cè)并聯(lián)雙向變換器(bi-directional converter，BDC)， BDC的功率平衡電容緩沖了輸入輸出功率之差，電路的功率因數(shù)高，但相應(yīng)的控制較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[22]以反激變換器作為主電路，與其他DC/DC變換器組合提出一系列無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路，可以實(shí)現(xiàn)較高的功率因數(shù)，控制電路簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)，但是變壓器漏感引發(fā)的電壓尖峰問題仍然存在，需要增加額外的吸收電路，增加了電路成本。文獻(xiàn)[23]在傳統(tǒng)SEPIC型AC/DC變換器拓?fù)涞幕A(chǔ)上引入填谷電路來降低電容容值，但填谷電路電流存在畸變，會(huì)引起功率因數(shù)的降低。文獻(xiàn)[24-25]通過在反激變換器的變壓器上增加第三輔助繞組來實(shí)現(xiàn)功率分流，減少了開關(guān)管的數(shù)量，但磁性元器件數(shù)量較多，功率密度較低。文獻(xiàn)[26]提出一種基于可控開關(guān)電容的單級(jí)無橋式無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路，提升了電路效率，但是控制較為復(fù)雜，限制了其應(yīng)用。文獻(xiàn)[27]提出一種無電解電容buck-boost正反激LED驅(qū)動(dòng)電路，磁芯利用率和效率高，但需要在輸出側(cè)額外增加一個(gè)電感來減小輸出電流紋波，增加了電路成本。

本文在上述文獻(xiàn)基礎(chǔ)上，提出一種單級(jí)非隔離型無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電源，通過輔助功率平衡電路平衡輸入功率和輸出功率的脈動(dòng)，從而減少輸出電流的兩倍工頻紋波，通過增大輔助儲(chǔ)能電容上的電壓紋波進(jìn)一步減小輔助儲(chǔ)能電容的容值，因此可以使用小容量薄膜電容替代大容量的電解電容。輔助功率平衡電路可以在吸收變壓器漏感能量、降低主開關(guān)管電壓應(yīng)力的同時(shí)，提高電路的效率。

1 無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)與工作原理分析

1.1 電路結(jié)構(gòu)

所提單級(jí)非隔離型無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要由反激變換器和輔助功率平衡電路組成。反激變換器包含變壓器T1、主開關(guān)管Sm和續(xù)流二極管Do，其中：反激變換器工作在電流斷續(xù)模式(discontinuous current mode，DCM)，Sm的占空比基本恒定，可實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正功能和恒流輸出；輔助功率平衡電路由輔助開關(guān)管S1和S2、輔助儲(chǔ)能電容Cs以及輔助二極管D1和D2組成，其中，S1和S2用于控制輔助功率平衡電路功率流動(dòng)，抑制輸出電流的低頻紋波。

圖1 單級(jí)無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) Fig.1 Circuit topology of proposed LED driver

1.2 工作原理分析

無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路主要工作波形如圖2所示，其中：ugsm、ugs1、ugs2分別為開關(guān)管Sm、S1、S2的驅(qū)動(dòng)電壓波形；vin、iin為輸入電壓和電流波形；pin、Po為輸入功率和輸出功率波形；vcs為輔助儲(chǔ)能電容Cs兩端電壓波形，VCs為其平均值。電路分為pin>Po和pin

圖2 電路主要波形圖Fig.2 Main waveforms of proposed circuit

1)電路中所有器件均為理想器件；

2)由于開關(guān)管周期Ts遠(yuǎn)小于工頻周期T，在開關(guān)周期Ts內(nèi)將輸入電壓vin和輔助儲(chǔ)能電容電壓vcs視為定值。

1.2.1pin>Po時(shí)變換器工作模態(tài)分析

當(dāng)pin>Po時(shí)，電路關(guān)鍵波形圖如圖3所示，其中：ip和is分別為變壓器原邊電感L1的電流和副邊電感L2的電流；iD1和iD2分別為輔助二極管D1、 D2的電流。輔助開關(guān)管S2保持關(guān)斷狀態(tài)，控制輔助開關(guān)管S1將輸入的多余能量?jī)?chǔ)存在輔助儲(chǔ)能電容Cs中。該功率條件下電路包含4個(gè)階段，各個(gè)階段的等效電路圖如圖4所示。

圖3 pin>Po時(shí)電路關(guān)鍵波形圖Fig.3 Key operating waveform of the circuit when pin>Po

圖4 pin>Po時(shí)電路各模態(tài)等效電路圖Fig.4 Equivalent circuits of different modes when pin>Po

1)(t0-t1)階段：t0時(shí)刻，主開關(guān)管Sm、輔助開關(guān)管S1導(dǎo)通，輔助二極管D1承受反壓關(guān)斷，輸入電壓經(jīng)整流二極管DR1～DR4變?yōu)槊}動(dòng)的直流電壓，通過Sm對(duì)原邊電感L1充電，ip從0開始線性增加，續(xù)流二極管Do承受反壓關(guān)斷，LED負(fù)載由輸出濾波電容Co供能。ip與時(shí)間t的關(guān)系為

(1)

2)(t1-t2)階段：t1時(shí)刻，Sm關(guān)斷，D1承受正壓導(dǎo)通，L1通過D1、S1給輔助儲(chǔ)能電容Cs充電，ip從ip(t1)開始線性下降，Do保持截止?fàn)顟B(tài)，LED負(fù)載繼續(xù)由Co供能。ip與時(shí)間t的關(guān)系為

(2)

在此階段，為了保證pin>Po時(shí)輸入的多余能量全部存入Cs中，Do需保持截止?fàn)顟B(tài)，因此整流電路輸出電壓|vin(t)|和輔助儲(chǔ)能電容電壓vcs(t)必須滿足以下關(guān)系：

vcs(t)-|vin(t)|

(3)

式中：n=N1/N2，N1和N2分別為變壓器原邊繞組和副邊繞組的匝數(shù)；Vo為輸出電壓。

3)(t2-t3)階段：t2時(shí)刻， S1關(guān)斷，Do導(dǎo)通，副邊電感L2通過Do向LED負(fù)載釋放能量，is線性減小。is與時(shí)間t的關(guān)系為

(4)

4)(t3-t4)階段：t3時(shí)刻，is減小為0， Do截止，LED負(fù)載由Co繼續(xù)供能。t4以后電路又重復(fù)上一個(gè)開關(guān)周期工作。

1.2.2pin

當(dāng)pin

圖5 pin

圖6 pin

1)(t0-t1)階段：t0時(shí)刻，主開關(guān)管Sm導(dǎo)通，輸入電壓經(jīng)整流二極管DR1～DR4整流后，通過Sm對(duì)L1充電，ip從0開始線性增加， Do承受反壓關(guān)斷，LED負(fù)載由輸出濾波電容Co供能。此處ip和時(shí)間t的關(guān)系與式(1)一致。

2)(t1-t2)階段：t2時(shí)刻， Sm關(guān)斷，L2通過Do向LED負(fù)載釋放能量，L2電流線性減小。is與時(shí)間t的關(guān)系為

(5)

3)(t2-t3)階段：t2時(shí)刻，is減小為0， Do截止，此時(shí)S2導(dǎo)通，輔助儲(chǔ)能電容Cs通過輔助二極管D2、輔助開關(guān)管S2對(duì)L2充電，同時(shí)給LED負(fù)載供能。is從0開始線性增加。is與時(shí)間t的關(guān)系為

(6)

4)(t3-t4)階段：t3時(shí)刻，S2關(guān)斷，Do導(dǎo)通，L2通過Do向LED負(fù)載釋放能量，is線性減小。is與時(shí)間t的關(guān)系為

(7)

5)(t4-t5)階段：t4時(shí)刻，L2電流減小為0，Do截止，LED負(fù)載由Co繼續(xù)供能。t5以后電路又重復(fù)上一個(gè)開關(guān)周期工作。

2 控制策略

為了去除電解電容，需要抑制輸出電流的低頻紋波。本文提出利用輔助功率平衡電路平衡瞬時(shí)輸入功率與輸出功率的差值，從而抑制輸出低頻電流紋波。根據(jù)瞬時(shí)輸入功率和輸出功率大小分以下兩種情況進(jìn)行分析。

1)pin>Po時(shí)，輔助儲(chǔ)能電容能量的存儲(chǔ)控制。

對(duì)應(yīng)圖2中[T/8,3T/8]階段，調(diào)節(jié)輔助開關(guān)管S1的導(dǎo)通時(shí)間Δt2=t2-t1，將輸入多余的能量存入輔助儲(chǔ)能電容Cs中，避免負(fù)載獲得過多的能量，從而抑制輸出電流的低頻紋波。

輸出電流平均值表達(dá)式為

(8)

式中：Dm為主開關(guān)管Sm的占空比；Vm為輸入電壓的幅值。

由式(8)可以推導(dǎo)出工作在DCM模式的主開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間為

(9)

由于一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)副邊電感L2中的電流平均值Is與輸出電流平均值Io相等，結(jié)合式(4)和式(8)，可以求得副邊電感L2的電流is下降至0的時(shí)間為

(10)

結(jié)合式(1)、式 (2)、式(4)、式(9)、式(10)可得輔助開關(guān)管S1導(dǎo)通時(shí)間為

(11)

由式 (11)可推導(dǎo)出開關(guān)周期中負(fù)載電流io和輔助開關(guān)管S1導(dǎo)通時(shí)間Δt2的關(guān)系式為

(12)

根據(jù)式(12)可知，為抑制輸出電流紋波，使得io等于輸出電流平均值Io，輔助開關(guān)管S1的占空比dS1應(yīng)滿足：

(13)

圖7給出了dS1隨時(shí)間t的變化曲線。可以看出，dS1(t)的圖像近似于正弦曲線，因此控制輔助開關(guān)管S1的占空比大小按照正弦規(guī)律變化，就可以將輸入超過額定輸出所需的能量存儲(chǔ)到電容Cs中。

圖7 開關(guān)管S1占空比隨時(shí)間變化曲線Fig.7 Relationship between the duty cycle of S1 and time

采用數(shù)字控制來給定開關(guān)管的占空比，設(shè)輔助開關(guān)管S1的占空比為

DS1=Kcha[N]。

(14)

式中：Kch為輔助開關(guān)管S1的占空比系數(shù)；a[N]為幅值為1的標(biāo)準(zhǔn)正弦變化數(shù)組。由于數(shù)組為離散數(shù)據(jù)，根據(jù)半個(gè)工頻周期內(nèi)pin>Po階段的持續(xù)時(shí)間th和開關(guān)周期Ts，可計(jì)算出數(shù)組a[N]包含的整數(shù)數(shù)量為

(15)

當(dāng)N從1到Na逐漸遞增時(shí)，調(diào)節(jié)Kch值可以改變S1的導(dǎo)通時(shí)間，控制存入輔助儲(chǔ)能電容Cs中的能量大小，從而抑制輸出電流的低頻紋波。

2)pin

對(duì)應(yīng)圖2中[T/8,3T/8]階段，調(diào)節(jié)輔助開關(guān)管S2的導(dǎo)通時(shí)間Δt3=t3-t2，將存儲(chǔ)在輔助儲(chǔ)能電容Cs中的能量向負(fù)載釋放，補(bǔ)償輸入對(duì)比輸出不足的能量，從而抑制輸出電流的低頻紋波。

結(jié)合式(1)、式(5)和式(9)可得副邊電流is第一次下降到0的時(shí)間為

(16)

為保證在輸入電壓范圍內(nèi)，輔助開關(guān)管S2的導(dǎo)通時(shí)刻始終為在副邊電感L2的電流is第一次下降到0之后，結(jié)合式(9)和式(16)，輔助開關(guān)管S2的導(dǎo)通時(shí)刻TS2應(yīng)滿足以下條件：

TS2≥max(Δt1+Δt2)=

(17)

由式(6)可得到輔助開關(guān)管S2的導(dǎo)通時(shí)間為

(18)

由式(7)可得到副邊電流is第二次下降到0的時(shí)間為

(19)

同理，開關(guān)周期內(nèi)，副邊電感L2電流平均值與輸出電流平均值Io相等，結(jié)合式(16)和式(18)、式(19)可推導(dǎo)出負(fù)載電流io和輔助開關(guān)管S2導(dǎo)通時(shí)間Δt3的關(guān)系式為

(20)

根據(jù)式(20)可知，為抑制輸出電流紋波，使得io等于輸出電流平均值Io，輔助開關(guān)管S2的占空比dS2應(yīng)滿足以下的關(guān)系式：

(21)

圖8為dS2隨時(shí)間t的變化曲線。可見dS2(t)的圖像近似于橢圓曲線，因此控制輔助開關(guān)管S2的占空比大小按照橢圓規(guī)律變化，就可以將存儲(chǔ)在輔助電容Cs中的能量釋放給負(fù)載，填補(bǔ)輸入功率不足的部分。

圖8 開關(guān)管S2的占空比隨時(shí)間變化的關(guān)系曲線Fig.8 Relationship between the duty cycle of S2 and time

同樣，設(shè)輔助開關(guān)管S2的占空比為

DS2=Kdisb[N]。

(22)

式中：Kdis為輔助開關(guān)管S2的占空比系數(shù)；b[N]為幅值為1的橢圓函數(shù)數(shù)組。與pin>Po情況類似，根據(jù)半個(gè)工頻周期內(nèi)pin

(23)

當(dāng)整數(shù)N從1到Nb逐漸遞增時(shí)，調(diào)節(jié)Kdis值可以改變S2的導(dǎo)通時(shí)間，控制輔助儲(chǔ)能電容Cs釋放的能量大小，從而抑制輸出電流的低頻紋波。

圖9給出了所提電路的控制框圖。通過采樣輸入電壓瞬時(shí)值與電壓有效值比較，判斷輸入功率pin和輸出功率Po的大小。采樣輸出電流與給定參考值Io_ref進(jìn)行比較，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)，由驅(qū)動(dòng)電路輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制主開關(guān)管Sm工作，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正和恒流輸出。通過采樣電容Cs電壓的平均值與給定的參考信號(hào)Vcs_ref比較，同樣經(jīng)過PI調(diào)節(jié)得到輔助開關(guān)管S1、S2占空比系數(shù)Kch、Kdis。當(dāng)檢測(cè)到pin>Po時(shí)，輔助開關(guān)管S1開始工作，整數(shù)N從1逐漸遞增，則占空比DS1即可按照式(14)的規(guī)律變化；當(dāng)檢測(cè)到pin

圖9 單級(jí)無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路控制框圖Fig.9 Control block diagram of the proposed circuit

3 參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 輔助儲(chǔ)能電容設(shè)計(jì)

假設(shè)LED驅(qū)動(dòng)電源的功率因數(shù)和效率均為1，當(dāng)輸出功率Po為定值時(shí)，根據(jù)瞬時(shí)輸入功率和輸出功率關(guān)系，可推導(dǎo)出輔助儲(chǔ)能電容容量Cs和輸出功率Po之間的關(guān)系以及輔助儲(chǔ)能電容上電壓vcs隨時(shí)間變化的關(guān)系為：

(24)

(25)

式中：ΔVcs為電容Cs電壓脈動(dòng)值；Vcs_max為電容Cs電壓最大值。

則輔助儲(chǔ)能電容Cs的最小電壓和平均值為：

(26)

(27)

根據(jù)式(25)～式(27)可繪制出輔助儲(chǔ)能電容電壓最大值Vcs_max、最小值Vcs_min、平均值Vcs和電容值Cs的關(guān)系曲線，如圖10所示。

圖10 Cs兩端電壓的最大值、平均值、最小值和其容值大小的關(guān)系曲線Fig.10 Relationship curve between the maximum、 average、minimum and capacitance value of the voltage across Cs

由式(24)可知，在輸出功率Po為定值的情況下，增大Vcs和ΔVcs均可大大減小輔助儲(chǔ)能電容Cs的容值，但此處電容電壓的設(shè)定應(yīng)保證：開關(guān)管電壓應(yīng)力不超過耐壓值；滿足式(3)的約束條件。

根據(jù)圖10的關(guān)系曲線，最終選擇輔助儲(chǔ)能電容Cs為6.6 μF，Vcs_max=260 V時(shí)，輔助儲(chǔ)能電容平均電壓Vcs=228.3 V，最小電壓Vcs_min=196.6 V，該最小電壓可以保證pin>Po模態(tài)下輔助電容Cs充電回路正常工作。

3.2 電感設(shè)計(jì)

當(dāng)變壓器電感工作在DCM模式下，輸入電流為

(28)

由式(28)可以看出，在DCM模式下，輸入電流|iin(t)|可跟隨輸入電壓|vin(t)|變化，因此為使單級(jí)無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路始終能夠?qū)崿F(xiàn)功率因數(shù)校正功能，變壓器原邊電感的設(shè)計(jì)應(yīng)保證其始終工作在DCM模式下。

1)pin>Po的情況。

為保證電路始終工作在DCM模式，在開關(guān)周期下，每個(gè)階段的持續(xù)時(shí)間應(yīng)滿足以下關(guān)系：

Δt1+Δt2+Δt3

(29)

結(jié)合式(9)、式(11)和式(12)可知，原邊電感L1必須滿足以下條件：

(30)

2)pin

為保證電路始終工作在DCM模式，在開關(guān)周期下，每個(gè)階段的持續(xù)時(shí)間應(yīng)滿足以下關(guān)系：

Δt1+Δt2+Δt3+Δt4

(31)

結(jié)合式(9)、式(17)～式(19)和式(21)可知，原邊電感L1必須滿足以下條件：

(32)

式中A(t)表示為

為保證在pin>Po和pin

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文所提方案的正確性和可行性，搭建了一臺(tái)LED驅(qū)動(dòng)電路實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖11所示。樣機(jī)的主要參數(shù)如表1所示，參數(shù)設(shè)計(jì)滿足電路工作在DCM模式以及式(3)的約束條件。主要器件選型：主開關(guān)管Sm、輔助開關(guān)管S1和S2的型號(hào)為FQPF10N60C；輔助二極管D1和D2、續(xù)流二極管Do以及整流二極管DR1～DR4均選用HER506。

圖11 單級(jí)無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.11 Experimental prototype of proposed LED driver

表1 樣機(jī)的主要參數(shù)

圖12為輸入電壓vin、輸入電流iin、輔助儲(chǔ)能電容電壓vcs以及輸出電流io的實(shí)驗(yàn)波形。可以看出，輸入電壓與輸入電流基本同相位，電路具有較高的功率因數(shù)。輸入電壓在90～135 V的范圍內(nèi)變化時(shí)，輔助儲(chǔ)能電容Cs兩端電壓為脈動(dòng)電壓形式，電壓平均值穩(wěn)定，平衡了輸入功率和輸出功率的差值，輸出電流低頻紋波均可降到20%以下，與理論分析一致。

圖13為工頻下，輔助儲(chǔ)能電容電壓vcs以及開關(guān)管Sm、S1和S2的驅(qū)動(dòng)電壓ugsm、ugs1和ugs2的實(shí)驗(yàn)波形。可以看出，pin>Po時(shí)主開關(guān)管Sm、輔助開關(guān)管S1導(dǎo)通，輔助開關(guān)管S2保持關(guān)斷狀態(tài)，電容Cs充電，存儲(chǔ)多余的輸入能量。pin

圖12 無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路主要實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.12 Main experimental waveforms of proposed circuit

圖13 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形和電容電壓vcs的實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Experimental waveforms of drivers and capacitor voltage vcs

圖14和圖15分別為pin>Po、pinPo時(shí)，主開關(guān)管Sm關(guān)斷后，輔助開關(guān)管S2保持導(dǎo)通的時(shí)間內(nèi)，ip下降，iD1與ip大小相等，電容Cs存儲(chǔ)了輸入多余的能量；當(dāng)pin>Po時(shí)，主開關(guān)管Sm關(guān)斷后，ip線性下降到0，輔助開關(guān)管S2導(dǎo)通，這段時(shí)間內(nèi)ip線性上升，iD2與is大小相等，電容Cs釋放能量，補(bǔ)償了輸出電流紋波。在兩種模式下電路均工作在斷續(xù)模式，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析一致。

圖14 pin>Po時(shí)主要工作波形Fig.14 Key experimental waveforms when pin>Po

圖15 pin

圖16(a)和圖16(b)分別為未加入輔助功率平衡電路和加入輔助功率平衡電路后主開關(guān)管Sm驅(qū)動(dòng)電壓ugsm以及開關(guān)管Sm漏極和源極兩端的電壓uds_m的實(shí)驗(yàn)波形。可以看出，加入輔助功率平衡電路后，在主開關(guān)管Sm關(guān)斷后，輔助開關(guān)管S1仍然導(dǎo)通，輔助儲(chǔ)能電容吸收了漏感能量，因此，變壓器漏感引起的電壓尖峰大大減小。

圖16 開關(guān)管電壓尖峰的對(duì)比實(shí)驗(yàn)波形Fig.16 Comparison of experimental waveforms of switching tube voltage spikes

表2為降低輸出電流低頻紋波ΔIo的對(duì)比實(shí)驗(yàn)結(jié)果。左邊兩列為未加輔助平衡電路情況下，使用不同濾波電容Co的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)；右邊兩列為加入輔助平衡電路后，固定輸出側(cè)濾波電容Co為8.8 μF，使用不同輔助儲(chǔ)能電容Cs的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。圖17和圖18給出了具體的實(shí)驗(yàn)波形。

圖17 不同輸出濾波電容Co的實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.17 Experimental waveforms of different Output filter capacitor capacitor Co

圖18 不同輔助儲(chǔ)能電容Cs的實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.18 Experimental waveforms of different auxiliary energy storage capacitor capacitor Cs

表2 降低輸出電流低頻紋波的對(duì)比實(shí)驗(yàn)結(jié)果

分析實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，未加入輔助功率平衡電路時(shí)，輸出濾波電容Co增加至110 μF，輸出電流低頻紋波才降至20%以下；而加入輔助功率平衡電路后，當(dāng)輸出側(cè)濾波電容Co為8.8 μF時(shí)，中間儲(chǔ)能電容Cs的容值僅為12.2 μF，輸出電流低頻紋波便可低至20%以下，但隨著Cs容值的增加，輸出側(cè)電流的低頻紋波變化不明顯。因此輸出濾波電容和輔助儲(chǔ)能電容均可使用小容量的薄膜電容替代電解電容，實(shí)現(xiàn)無電解電容的LED驅(qū)動(dòng)電路方案。

圖19(a)和圖19(b)分別為單級(jí)無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電路功率因數(shù)、網(wǎng)側(cè)電流THD和效率隨輸入電壓的變化曲線，可以看出，在額定輸入電壓為110 V時(shí)功率因數(shù)為0.965，網(wǎng)側(cè)電流THD為9.3%，效率為82%。輸入電壓在90～135 V的變化范圍內(nèi)，功率因數(shù)均大于0.95，網(wǎng)側(cè)電流THD均小于13%，效率高于80.84%。

圖19 功率因數(shù)、網(wǎng)側(cè)電流THD以及變換器效率 隨輸入電壓的變化曲線Fig.19 Variation curves of converter power factor, THD of grid-side current and efficiency with different input voltages

5 結(jié) 論

本文提出了一種單級(jí)非隔離型無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電源，在反激變換器的基礎(chǔ)上通過增加輔助功率平衡電路來平衡輸入功率與輸出功率的差值，并且吸收變壓器漏感引起的電壓尖峰，從而抑制了輸出電流的兩倍工頻紋波，減少了開關(guān)管的電壓應(yīng)力。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提出電路方案在輔助儲(chǔ)能電容為6.6 μF、輸出濾波電容為8.8 μF時(shí)，電路功率因數(shù)可達(dá)0.95以上，輸出電流紋波可以降至20%以下，因此，電路可以采用小容量的薄膜電容取代電解電容，從而實(shí)現(xiàn)了無電解電容化。由于僅有少量脈動(dòng)功率需要經(jīng)過輔助功率平衡電路進(jìn)行二次變換，因而提高了電路的轉(zhuǎn)換效率。