一種遠端高速小電流檢測電路的設計

李超，莊偉，吳娛

（中國電子科技集團公司第二十四研究所，重慶，400060）

0 引言

目前，對于遠端的高速微安級小電流檢測，特別是使用于在線輻照測試、有限空間或污染環境中的小電流檢測，尤為困難[1,2]。若采用傳統的臺式數字萬用表檢測，其通常具備微安級電流的檢測能力，但檢測帶寬僅有數十千赫茲，難以進一步提高檢測帶寬，而且引入測量儀表后，插入阻抗較大（一般在200Ω以上），對原電路的工作偏置點也有較大影響[3,4]。若采用電流環或電流探頭等檢測儀器，其適用的電流檢測最小能力通常在數十毫安以上，無法有效的檢測微安級的弱電流，信噪比較低[5,6]。此外，以上兩類現有檢測設備由于是桌面儀器儀表體積較大，也不適用各類外場試驗環境，也不宜放置在輻照（難以進行有效屏蔽，且對儀器有一定損傷）等環境中[7-9]，均需置于監控室中，將微安級信號需通過數十米的長線傳輸后接入設備的測量端口，進一步增大了測量誤差，降低了信號測量帶寬[10,11]。因此設計一款用于微安級寬帶寬弱電流的小型檢測電路十分必要，該電路可檢測電流信號帶寬10ΜHz，檢測電流范圍±1mA。

考慮到各種外場試驗的環境條件限制，我們提出了一種模塊化的高速小電流檢測/轉換電路，測量電路示意框圖如圖1所示。

圖1 遠端高速小電流檢測電路示意框圖

主要組成部分包括：I/V變換電路、二級放大電路和精密電源調理電路。小電流信號通過第一級的I/V變換成電壓信號，并對輸出信號進行信號調理，后送入第二級進行進一步放大后通過長線傳輸至監控端。各級電路的偏置供電由專用的精密電源發生電路將長線傳輸至測量點的電壓進行調整后產生，以降低長線壓降影響，保證偏置電壓精度、信號的瞬態響應和信噪比。

1 電路硬件設計

針對測量需求，本檢測電路需要檢測的電流范圍為最大檢測電流為±1mA，空載輸出信號為±2V，50Ω匹配負載輸出電壓為±1V，即電總路增益為2000Ω，輸出阻抗為50Ω，需采用多級放大實現。同時，為實現長線檢測，電路的應具有較強的線路驅動能力和容性負載帶載能力。因此本電路采用了圖1所示的電路結構進行處理，其中：

I/V變換采用低噪聲、極低輸入偏置電流的FET輸入放大器作為模擬前端，采用跨阻放大器(TIA)形式進行電流/電壓轉換，減小插入損耗，實現高速電流信號的檢測，并降低電流檢測誤差。

二級放大電路采用高速電流反饋放大器，沒有電壓反饋型放大器增益帶寬限制，具有低差分增益、高帶寬、高驅動能力特性，特別適用于作為線路驅動器，將放大后的信號通過長同軸線接入控制端儀器（儀器輸入端采用50Ω輸入阻抗）。

精密電源調理電路則需采用具有超低噪聲的低壓差線性調整器，將控制端輸入的電源傳輸至測量點并穩定，作為檢測運放等電路的工作偏置電源。此LDO需要較高的輸入電壓范圍和較大輸出電流能力以適應各類現場環境。

1.1 I/V變換電路

I/V變換電路用于將被測電流信號轉換為電壓信號，選用Analog Devices公司的專用模擬前端電路ADA4350實現，具有低噪聲、極低輸入偏置電流(±0.25 pA)，其內部功能框圖如圖2所示[12]。

圖2 ADA4350內部功能框圖

ADA4350集成了FET輸入放大器、切換網絡和ADC驅動器，用于光電檢測器或其它傳感器的模擬前端。FET輸入放大器具有極低的電壓噪聲和電流噪聲，非常適合各種光電檢測器、傳感器或精密數據采集系統[13,14]。切換網絡允許用戶獨立選擇多達六個不同的、外部可配置的反饋網絡。針對反饋網絡使用外部器件，用戶可以更輕松地匹配系統所需的光電檢測器或傳感器電容。開關設計可最大限度地減少誤差源，這樣信號路徑中幾乎不會增加任何誤差。輸出驅動器可用于單端或差分模式，非常適合驅動ADC輸入。

在本檢測電路中，主要利用ADA4350將輸入電流信號轉換為電壓信號，并作為二級放大的輸入信號。檢測電流通過FET放大器和反饋電阻矩陣構成的跨阻放大器后，通過其內部P1放大器構成的跟隨器進行緩沖后再通過Μ1放大器構成的反相比例放大器后作為本級電路的最終輸出，其原理圖如圖3所示。

從圖3可以看出，被檢測電流的輸入正端與FET放大器的反相端連接，而電路流出端為GND端?？缱璺糯笃鞣答伨W絡為RF0//CF0，由于檢測電路檢測范圍較大，設定RF0電阻為200Ω，則FET放大器輸出VSWA_OUT為：

圖3 ADA4350構成的第一級放大電路

P1放大器作為VSWA_OUT輸出緩沖器，采用跟隨器設計，

其輸出VOUT1為：

Μ1放大器其內部為固定反饋結構,當Μ1的同相端接地時，其輸出VOUT2為：

綜合公式（1）、（2）、（3），第一級電路輸出電壓Vs1為：

因此，本級放大器的最小壓擺率(Slew Rate)最低約為13V/μs，而FET放大器、P1、Μ1放大器的壓擺率分別為100V/μs、30V/μs及30V/μs，均滿足要求，確保了大信號時輸出信號不失真。同時，ADA4350內部的放大器最低-3dB帶寬均在15ΜHz以上，確保了小信號帶寬裕量。

由于ADA4350反饋電阻RF0取值較小時，會導致頻率響應中可觀測到過度峰化現象。即使利用過大的CF0來予以過度補償，這種峰化現象仍然存在，即在時域信號中觀測脈沖信號輸入時，會出現較大的過沖現象(前沖和后沖均存在)，因此在電路設計中增加了專用Snubber緩沖電路（RB1與CB1），以便進行調整，平衡信號檢測帶寬和峰化現象[15]。

1.2 二級放大電路

二級放大電路主要用于將前級ADA4350轉換得到的電壓進行放大后，傳輸至監控端的檢測儀器（示波器），因此應采用高速電流反饋運放，且需具有一定的線路驅動能力（長線連接）。本級電路選用LINEAR TECHNOLOGY公司電流反饋運算放大器LT1227構成，沒有電壓反饋運算放大器的增益帶寬積問題，典型帶寬為140ΜHz，壓擺率1100V/μs，具體電路如圖4所示。由于電流反饋型運算放大器帶寬和通帶平坦度受反饋電阻RF影響較大，一般根據手冊推薦選擇。本級信號增益為10倍，RF2=510Ω，輸出電壓VOUT為：

圖4 LT1227構成的第二級放大電路

當輸入電流IIN= 0.001× sin( 2 ×π× 107×t)時，參照公式（5）計算本級電路壓擺率最低為130V/μs，小于1100V/μs，確保了大信號時輸出信號不失真。同時根據手冊，510Ω時通帶平坦(<0.5dB)帶寬>60ΜHz，也滿足小信號帶寬要求。

同時，為對電路失調進行修正，采用RN1、RN2和RN3構成了電路失調補償電路，可用于消除系統級的零點漂移修正。輸出阻抗通過RS1作50Ω系統阻抗匹配，實現信號的長線傳輸[15]。

1.3 精密電源調理電路

檢測電路的供電電源需經過長線傳輸后給檢測單元電路供電，各電纜長度不一、接頭阻抗等不一致等都可導致器件的供電電壓的波動；同時不同的供電電源的不同輸出特性（電源輸出紋波等）也會導致電路檢測能力、信噪比等變差。因此必須對輸入的電源進行預先處理以適用于精密檢測電路。

在電源處理電路中，本電路選擇Texas Instruments的TPS7A4701和TPS7A33兩款低壓差線性穩壓(LDO)電路分別作為正負電源的調理電路。此系列電源電路適用于高精度精密電路，如功率運算放大器、ADC、DAC以及其他高性能模擬電路。輸入電壓可達±36V，輸出1A，動態負載響應快，具有極低的輸出噪聲和較高的紋波抑制能力，可作為DC/DC電路的后級使用。本電路設計輸出電壓為±5V，允許的遠端輸入電壓范圍為±7V到±12V，輸出紋波小于0.1mVRΜS。

由于供電經過長線傳輸，供電電源的輸出阻抗會增大，降低了負載動態響應的能力，因此電路在LDO的輸入和輸出級各增加了一枚47μF的陶瓷電容，以降低線電感并抑制外部干擾。對于連接電纜過程中可能出現連接錯誤的情況或瞬態強電干擾等情況，在設計時對LDO的輸入電源進行了防反接保護和TVS防護處理，可避免異常連接時損壞裝置。為防止過載等情況，輸入級還增加了1A的熔斷器，進一步降低裝置的在現場使用損壞的風險，原理圖如圖5所示。

圖5 精密電源調理電路

1.4 印制板與內部屏蔽罩設計

檢測電路將直接放置在輻照等復雜環境內工作，為降低長線傳輸或輻照等現場引入的其他干擾對內部的檢測電路造成影響，導致檢測質量下降，因此就需要對電路的關鍵部位進行屏蔽處理。設計時，對信號檢測單元和電源調理單元采用分體式屏蔽罩進行屏蔽，以方便后續維護，如圖6中電路單元的外框部分。同時，針對測量與供電接口，為提高檢測質量均采用了SΜA連接器進行連接。

圖6

2 電路測試驗證

對檢測電路采用電流源進行測試驗證，測試直流檢測精度如表1所示。

表1 檢測電路直流信號檢測精度

圖7 不同輸入信號下輸出響應

測試在幅度為100Hz、100kHz、10ΜHz正弦電流和2ΜHz的方波電流的響應，檢測結果如下(輸出端通過30米長的50Ω同軸電纜連接至示波器通道1進行測試，通道1采用50Ω輸入阻抗)。

綜上，檢測電路在直流檢測精度、檢測信號帶寬以及脈沖響應等方面均到設計要求，完全滿足使用條件。

3 結論

針對遠端的高速小電流檢測的需求，相關的直接檢測設備較少，且有諸多使用限制，而達到1ΜHz以上檢測帶寬的檢測設備更少。本電路通過合理設計實現了較寬帶寬的微安級弱電流檢測，具有抗干擾能力強，零共模檢測電壓，零插入阻抗，高帶寬范圍、長線驅動等優點，有較強的實際應用價值，可適用于各種類型的在線輻照、限制空間等檢測環境中。