基于自適應限流電流互感器取能電源設計方法

江進波，金童，詹坤，楊宸，章杰嘉，何晨駿

(三峽大學電氣與新能源學院，宜昌 443000)

隨著智能電網的發展，輸電線路在線監測已成為智能電網構建中必不可少的一環，制約著在線監測裝置發展的最大因素是如何獲取穩定的在線能量，輸電線路在線取能已成為輸電線路在線監測裝置的重要組成部分[1-2]。

考慮到輸電線路安全穩定運行的重要性，研究人員將重點集中在輸電線路在線監測和故障診斷上[3-4]，使高壓輸電線路實時監測系統取得了突飛猛進的發展，但是高壓輸電線路實時監測設備的供能電源不易獲取，而這一直是限制輸電線路在線實時監測設備廣泛應用的重要問題[5]。文獻[6-7]中利用太陽能在線取能和蓄電池相結合的辦法來為在線監測裝置提供電源，文獻[8]介紹了利用架空輸電線路地線取能的方法，文獻[9-11]詳細介紹了電流互感器磁芯、負荷和功率之間關系，以及取電裝置注入電網的諧波含量與取電裝置容量的關系。

電流互感器在線取能雖然作為目前最穩定、成本最低的取能方式，但母線電流的變換范圍小到幾安，大到幾千安，電流過大時可能會造成取能裝置的損壞，所以對負載進行穩壓是十分必要的。文獻[12]提出了在電流互感器二次側并聯一個可調電子負載來實現穩壓輸出。文獻[13]提出了一種基于電流互感器自取電的恒壓并聯電流補償方法，設計了補償電路來實現穩壓輸出。目前存在的穩壓方法主要分為交流穩壓和直流穩壓，交流穩壓主要利用穩壓管和可控硅實現[14],但單個穩壓管流經的電流是有限的，一般需要通過并聯大量的穩壓管來實現，而利用可控硅來穩壓的技術已經十分成熟了。直流穩壓是通過實現晶體管的導通與關斷來對電路進行泄能處理[15]，闡述了脈沖寬度調制(pulse width modulation，PWM)穩壓原理，但如何利用該原理構造一個自適應穩壓取能裝置也是一個值得思考的地方。

為此，基于電流互感器的電磁感應原理，建立了能夠在電壓允許的條件下釋放掉多余能量的電路模型，保護負載的安全運行。在負載前方并入絕緣柵雙極型晶體管，利用電流比較的方法控制晶體管的關斷與導通來對后級電路起保護作用，達到適應大范圍電流變化的目的。

1 電流互感器取能裝置構成原理

1.1 電流互感器電流變換原理

電流互感器取能原理如圖1所示，整個裝置由電流互感器、整流電路、DC-DC電路和儲能電源組成，其中儲能電源由鋰電池和取能負載組成，這些部分一同構成了電流互感器取能裝置。

圖1 TA取能裝置結構

將整流電路與其后級電路等效為阻性負載，其電流互感器(TA)取能電路模型如圖2所示，為簡化計算忽略整流橋損耗和二次側線圈和漏感影響；依據電磁感應定律和全電流定律，則二次側輸出電壓為

圖2 TA取能電路模型

(1)

(2)

Φm=BmS=μHmS=μ0μrHmS

(3)

(4)

式中:Hm為鐵芯內部磁場強度的最大值；E2為電流互感器二次側電壓；Φm為磁通量；S為鐵芯的橫截面積；μ0為真空磁導率與相對磁導率之積；f為頻率50 Hz；I1為一次側電流；I2為二次側電流；N2為電流互感器二次側線圈匝數；Bm為鐵芯內部最大磁感應強度；μ0為真空磁導率；μr為相對磁導率；N1為一次側線圈匝數為1；l為平均磁路長度；Im為勵磁電流峰值。

電流互感器取能作為目前最穩定取能裝置，所存在最大的不足母線電流變化范圍大，小到幾十安，大到幾千安；將電流互感器等效成一個變壓器，由于二次側電流與一次側電流成正比，若母線電流的變換范圍巨大也將導致二次側電流變化范圍大，最終導致取能裝置輸出電壓不穩定。

1.2 穩壓原理

該文決定利用晶體管的通斷來對取能負載實施穩壓，所設計的穩壓模型如圖3所示，通過控制信號g(t)來控制晶體管的通斷來進行穩壓，在晶體管D1閉合期間，由其后方的儲能電容C繼續對其供電。

CT為電流互感器；i(t)為二次側經過整流后的電流；u(t)為DC-DC變換器輸入電壓；g(t)為控制信號控制晶體管D1的通斷

設取能線圈輸出電流為標準正弦函數圖像，當晶體管導通時就會形成短路，取能線圈輸出電流將不對后級電路供電，所以后級電路半個周期的電流表達式為

(5)

式(5)中：k為線圈輸出電流最大值；ω為角速度；U為DC-DC變換器實時輸入電壓；Umax為電容C最大電壓。

對儲能電容C設置一個最大電壓，通過公式推導出達到最大電壓的電流和導通時間；在t0～t1時刻晶體管關斷，取能負載吸收電能；在t1～t2時刻晶體管導通，由儲能電容繼續對后級電路進行供電；通過設置擬合函數來達到自適應調節導通時間的效果，從而保障取能裝置的安全運行。其中，圖4(a)為電流互感器二次側電流波形圖，圖4(b)為儲能電容C兩端電壓，圖4(c)為晶體管D1兩端電壓。其各元件時序曲線如圖4所示。

IL為電流互感器二次側實時電流；UC為儲能電容實時電壓Umin為儲能電容C最小電壓；UD為晶體管D1實時電壓

由于泄能電路的存在，為保證電容正常則工作線圈輸出電能的1/2必須大于負載消耗的電能，則有

(6)

式(6)中：T為一個周期；Pout為后級電路總功率；Vout為DC-DC變換器輸入電壓；η1為DC-DC變換器轉換效率；RL為負載電阻。

在儲能電容充電期間t1-t2的電壓方程為

(7)

式(7)中：C為電容C的數值；IC為流經電容C的電流值。

若直接計算流入儲能電容的電流，由于儲能電容充放電的緣故不能直接利用歐姆定律來計算，可以利用電能的等效變換來計算。

(8)

進行變換可得

(9)

為方便計算將儲能電容吸收能量階段視為直線，則電壓表達式為

(10)

(11)

式中：Umax和Umin分別為儲能電容電壓UC的最大值和最小值。

當母線電流確定時，輸出電壓也會被確定，從而t1也會被確定。理論上電流越大t1的時間越短且呈正向比例關系，通過對公式進行分析直接限制最大電壓通過改變電流使得無論t1變化為何值電壓有效值變化都不大。

為計算簡便將DC-DC變換器及負載電阻RL等效成了一個電阻，但實際DC-DC與負載電阻的等效阻值RL是與其輸入電壓呈線性關系，則有

(12)

式(12)中：Rm為取能負載電阻值。

此時的Umin變為

(13)

電壓有效值公式變化為

(14)

通過對式(11)、式(14)進行分析，將DC-DC變換器及其后級電路等效成一個定值電阻來進行計算并不影響結果的準確性，所以在后續計算中均利用式(11)進行計算。

1.3 基于自適應限流控制策略

若直接以儲能電容的電壓進行判斷與最大電壓進行比較，電容電壓是與晶體管的狀態呈相關關系的，若儲能電容達到最大電壓時，控制信號輸出為1，晶體管導通電流互感器短路；但同一時刻儲能電容又會放電導致電壓減小，控制信號輸出為0；兩者相結合即會導致儲能電容在該階段一直保持為最大電壓如圖5直接比較電壓曲線所示，無法實現理論中的圖4波形。

圖5 直接比較電壓曲線

以仿真模型對取能負載進行穩壓無法達到預期的效果，這是因為取能負載的輸出電壓對晶體管具有反饋效果；所以對取能裝置進行改善，設計泄能電路，客觀地利用泄能電路的電流進行比較，從而調制控制信號對晶體管進行控制。當泄能電路電流i(t)≥im時，晶體管將會收到一個導通的控制信號。

(15)

式(15)中：im為晶體管D1導通時流經電阻RZ的電流值；RZ為泄能支路中電阻的阻值。

圖6為原理分析改善而成的一種實現自適應限流取能電源的電路形式。

RV為壓敏電阻主要起保護電路的作用；C1和R1主要起吸收晶體管關斷和閉合之時產生的振蕩電壓的作用；FWB為整流橋起將交流電流轉換為直流電流的作用；泄能電阻RZ和晶體管D1一同組成了泄放支路；D2為單向二級管，起電流單向導通作用；將圖3中的儲能電容C換成了C2:C3為濾波電容；DC-DC單元的作用是把輸入的電能轉換為一固定大小的直流電壓以供負載消耗；PWM1為占空比50%后半個周期為1的脈沖信號；PWM2為占空比50%且前半個周期信號大于設定電流值im的脈沖信號。

對以上電路模型進行分析，得出圖7各元件狀態轉換圖，圖7(a)、圖7(b)、圖7(c)分別為泄能電阻電流、儲能電容電壓和泄放支路電流狀態轉換圖。在初始狀態下，電流互感器分別對二次側供電，儲能電容電壓UC2、泄能電阻URZ和電流iRZ(t)=i(t)的大小都在緩慢上升。當到達了所規定的儲能電容電壓最大值時，URZ也到達最大值，此時通過歐姆定律可以計算出電流iRZ(t)=i(t)的大小，在同一時刻晶體管導通。URZ和iRZ(t)直接變為0，儲能電容由于對RL供電UC2緩慢減小，而泄能支路則承受了整個取能裝置的所有電流，直至一個周期結束，整個取能裝置又重新恢復為初始狀態。

k為電流互感器變比

2 晶體管控制策略

如何獲得有效的控制信號是研究的關鍵，圖8控制信號形成流程圖，PWM1、PWM2均為脈沖信號，PWM1和泄能支路電流信號首先通過乘法模塊相乘得出Product信號，然后在與PWM2信號通過Sum模塊相加，最后通過信號比較模塊進行比較得到控制信號。

圖8 控制信號形成流程圖

當電流互感器開始正常工作時，輸出二次側電流i(t)的電流信號，當其與PWM1相乘后將會得到后半周期為0的電流信號；由于PWM2幅值大于所設定的電流最大值，與Product信號相乘后可得到前半周期正常、后半周期幅值大于最大電流的信號，所以當其與最大電流比較時，只需要比較前半周期；當Sum信號小于最大電流時輸出信號為0，晶體管關斷，負載正常吸收電能，整個取能裝置正常運行；當Sum信號大于最大電流時輸出信號為1，晶體管導通，負載由儲能電容供電，電流互感器電流全流入二次側，i(t)=ksinωt，在此以后二次側電流必然會大于所規定的最大電流，負載由儲能電容供電直至這個周期結束。

通過上述理論構造控制信號如下，圖9(a)為晶體管控制信號曲線g(t)，圖9(b)為泄能電路電流經過調制后未經比較前的調制信號Sum(t)，圖9(c)為泄能支路的實時電流i(t)。通過觀察控制信號形成時序曲線(圖9)可以發現，經過上述流程的調制能夠輸出第一節理論中的控制信號g(t)來控制晶體管。

圖9 控制信號形成時序曲線

3 試驗驗證

為驗證自適應限流控制電路的導通時間與母線電流的之間的聯系，根據以上分析搭建了試驗平臺，設計電源輸出最大電壓為5.2 V，電壓輸出有效值為3 V，RV型號為10D680K，BR為低壓降整流橋MB2S；R1為10 Ω，RZ為30 Ω，C1=51 μF，C3=10 pF，將DC-DC變換器和RL等效為30Ω的電阻，C2為200μF耐壓100 V的電解電容。

為避免磁芯在大電流時過早的飽和，需要采用帶氣隙的鐵芯，本設計直接采用電流比為200/10 A的BH-0.66Ⅲ型電流互感器。利用大電流發生器提供不同幅值的電流，頻率為50 Hz，其中脈沖調制信號由型號為STC89C52的單片機調制。

圖10為取能負載電壓輸出圖像，圖10(a)、圖10(b)、圖10(c)分別為母線峰值電流20、50、100 A時的取能負載輸出電壓波形；隨著母線電流逐漸增加，晶體管的導通間隔也逐漸增加，后級電路被短路的時間也越長；所得波形與理論上的波形幾乎完全一致，可證明上述理論的正確性。最后通過改變取能負載電阻的大小達到改變輸出電壓的效果。表1為不同電流的穩壓值，最終得到不同電流下的輸出電壓值。將表1中的數據繪制成圖，得到不同電流的穩壓圖(圖11)，隨著電流的增加輸出電壓值幾乎不變，可證明利用該方法能夠有效地穩定電壓。在線取能實驗系統如圖12所示，由電路板、取能鐵芯、信號采集和取能負載組成。

圖10 取能負載電壓輸出圖像

表1 不同電流的穩壓值

圖11 不同電流的穩壓圖

圖12 在線取能實驗系統

4 結論

針對電流互感器取能母線大電流的能量溢出問題，利用增添泄能電路和儲能電容的方式來實現母線電流大范圍工作下達到自適應穩壓的效果；通過構造了基于電流比較的控制信號來控制晶體管的狀態有效地抑制了取能裝置的發熱，可在母線電流大范圍變換下正常工作。通過設計相關實驗，電源在峰值20 A的啟動電流下工作，隨著母線電流的增到峰值100 A，晶體管的導通時間逐漸減小，由此實現了穩壓輸出，驗證了本文方法的有效性。