零電壓開關PFC 電路的理論設計與分析

郝小聿，安永泉

（中北大學山西省光電信息與儀器技術工程技術研究中心，山西太原 030051）

結構簡單、輸入電流連續、功率因素穩定等優質特性的Boost PFC 變換器得到了學者的廣泛重視，電路本身各項性能指標的優化研究也日益得到關注[1-3]。傳統Boost PFC 變換器的硬開關操作限制了整體運行效率的提高，因此需要增加額外的輔助回路來降低開關損耗，提高電路工作效率。在高功率應用場合當中，Boost PFC 變換器通常在電流連續模式下控制，因為該變換器具有導通損耗低、受紋波電流干擾小等優點[4-5]。

文中基于UC3854 模擬控制芯片設計了一種零電壓功率因數校正電路，在電流連續模式（CCM）下，輸入電壓為交流80～265 V，輸出電壓在400 V 左右，功率因數高達0.99。

1 電路結構拓撲和工作原理

1.1 電路拓撲及特征

文中提出的電路拓撲結構如圖1 所示，輸入的交流電壓流經過整流橋后輸入濾波電容Cin兩端的電壓為實際輸入。為了實現主回路開關管的ZVS操作，所額外增加的輔助回路[6]需要通過第一輔助整流二極管（Da1）和第二輔助整流二極管（Da2）以及主回路開關管Q1的寄生二極管導流，因此輔助電感連接在主開關管Q1的漏級和源級。傳統無橋雙升壓拓撲存在對主開關管利用不夠充分的問題[7-8]，該拓撲結構由于整流橋和輸入濾波電容的存在，電壓源在一個周期之內的實際輸入相當于兩個正半周期。主開關管與輔助開關管交替工作，當主開關管Q1關斷后，輔助開關Qa1配合主開關管Q1的寄生電容諧振使其兩端能量釋放到輔助回路當中，以實現主開關Q1的ZVS 操作[9-15]。此外，輔助回路中所增加的吸收輔助電容也可轉移輔助開關管關斷后兩端寄生電容中的能量，使其也實現ZVS 操作。如圖1 所示，吸收輔助電容CAUX連接在第一輔助二極管Da1和輔助電感LAUX之間。

圖1 零電壓開關Boost橋式整流功率因數校正電路拓撲

1.2 基本工作原理及各模式分析

由于拓撲中整流橋的存在，輸入濾波電容Cin兩端的電壓為實際輸入，電壓源在一個周期之內的實際輸入相當于兩個正半周期，所作分析是在輸入交流電壓1/2 個周期下進行的。

此外，為了便于理論分析，作了如下假設：

1）輸出電容Co足夠大，在分析過程當中認定輸出端電壓穩定在Vo；

2）所有開關器件是擁有體寄生二極管和體寄生電容的理想型器件；

3）除文中所作理論分析所用到的器件外其他器件均忽略。

模式1（t＜t0）：此時的電路處于穩定狀態，主開關管Q1導通；交流電源電流IAC通過主開關管Q1，輔助開關管Qa1處于關斷狀態；

模式2（t0-t1）：t0時刻，關閉主開關管Q1，電流IAC流經結點P 流入等效電容Cequ1中給其充電。電容關閉的過程中其兩端電壓不能突變，開關管Q1實現ZVS 關斷。等效電容Cequ1是3 個電容CQ1、CD1和CAUX的并聯組合，即Cequ1=CQ1m-OSS+CD1+CAUX。由模式1 可知，開關管Q1兩端的電壓線性增加。t1時刻，輸出濾波電容CO兩端電壓被充電至VDC，所以此模式所需時間為：

模式3（t1-t2）：t1時刻，二極管D1兩端的電壓大于其自身導通電壓，二極管D1導通。同時，在t1時刻，開通輔助開關管Qa2，由于流過輔助諧振電感LAUX的電流無法突變，所以Qa2實現了ZCS 導通。此時施加在LAUX兩端的電壓為VDC，流過輔助諧振電感的電流iLAUX線性增加。此模式所需時間為：

模式4（t2-t3）：t2時刻，輔助電感LAUX中電流達到IAC，二極管D1中無電流，自然關斷。二極管電容CD1與開關管Q1的寄生電容CQ1m-OSS兩端的電壓不能突變，被鉗位在VDC。二者等效電容Cequ2=CQ1m-OSS+CD1，存儲于其中的能量會與輔助諧振電感LAUX發生諧振。此模式所需要的時間表達式為：

模式5（t3-t4）：t3時刻，P 點電壓降為零。主開關Q1達到ZVS 開通條件；

模式6（t4-t5）：t4時刻由PWM 控制而定，開通Q1，關斷輔助開關管Qa2。輔助開關管Qa2兩端寄生電容CQa2m-OSS兩端的電壓不能突變，輔助諧振電感LAUX會與寄生輔助電容CAUX和輔助開關管Qa2寄生電容CQa2m-OSS發生諧振，其等效電容值為Cequ3=CQa2m-OSS+CAUX，電容兩端電壓達到VDC后諧振結束；

其中：

模式7（t5-t6）：t5時刻，諧振結束。輔助電感LAUX中剩余的能量通過第一輔助二極管Da1和第二輔助二極管Da2回饋到輸出端。t6時刻，能量回饋完畢。電路將回到模式1 的狀態。

1.3 開關管工作以及延遲方式

1.3.1 輔助開關管的導通時間

文中所提電路拓撲結構在工作時輔助開關管的導通時間理應被精心設計，如果在輔助開關管導通期間輔助電感LAUX無法釋放掉主開關管Q1兩端寄生電容中儲存的能量，則主開關管的ZVS 操作無法實現。然而，若此導通時間過長會導致輔助回路中電流增加，這是由于額外的導通損耗會使電路工作過程中整體效率下降。因此，該導通時間的設計原則應當是實現電路整體工作狀態的高效率運行。

輔助開關管Qa1的導通時間DA2由tA1、tA2和tA3三部分組成。為了保證主開關管的ZVS 操作，iD1應該先減小到零，此過程視作tA1，用如下公式表示：

其中，PO、η和ΔiL1分別是電路的輸出功率、所期望的工作效率和電感L1的紋波電流。

在iD1減小為零之后，主開關管Q1寄生電容兩端的電壓將從VO降為零。此放電時間tA2應該大于四分之一的輔助電感LAUX和Q1的寄生電容的諧振周期，這樣才可滿足主開關管ZVS 的條件，其表達式如下：

完成vQ1和vD1的能量交換直至導通主開關Q1的這段持續時間定義為tA3，在實際應用當中，tA1取決于電感電流，tA2是一修訂值而無關負載和輸入的變化。然而，如果DA2持續時間過長，輔助回路中的電流會增加。因此，基于感生電流當中的值，tA3最合適的值應當為零。

1.3.2 主開關管的占空比

額外增加的輔助回路會影響到Boost PFC 變換器開關的占空比。在完成對主開關Q1寄生電容COSS，Q1兩端能量的釋放后，升壓電感L1兩端的電壓從VS-VO變為了VS，也即意味著iL1比傳統的拓撲結構工作狀態中減小的時刻要超前。因而對比傳統電路結構工作的占空比DCONV來說，改進后的拓撲工作時的占空比DPROP可用如下表達式表示：

通常情況下，由于tA3的值越小越合適，傳統Boost PFC 變換器電路的控制方式同樣適用該電路[16-17]，無需過多考慮電壓增益的變化。然而在電路工作過程開關管的高頻率操作中，由于tA3能占有到TSW很大的比例，所以改進電路的占空比DPROP在輸出電壓的調制中應當納入考慮。

2 關鍵功率器件的選取

2.1 輔助電感LAUX的設計準則

在輔助回路當中，輔助電感LAUX被用來實現主開管的ZVS 操作。為了設計LAUX，輔助回路當中的傳導損耗和LAUX自身的磁芯損耗應該被考慮在內。根據文獻[9]當中提出的數值計算方法，輔助開關管、二極管的傳導損耗功率PLOSS-COND、輔助開關管的損耗功率PLOSS-SW和輔助電感LAUX的磁芯損耗功率PLOSS-CORE此三項應該計算并應用于輔助電感LAUX的選擇當中。輔助回路當中的損耗可用如下表達式來進行計算：

其中，RDS(ON)-TOTAL、VF-TOTAL和nmax分別為開關管總導通阻抗、功率二極管正向導通電壓和在交流電源正半周期中開關管的操作次數。基于Steinmetz 方程可知，LAUX的峰值磁通密度隨著LAUX的變化而成比例增加。公式（13）說明，由于輔助開關管的導通損耗與LAUX電感值的大小成反比例關系，因此擁有較大電感值的LAUX可以降低輔助開關管的交叉導通損耗。綜合考量輔助回路中額外增加的損耗功率PLOSS-TOTAL之后，LAUX的電感值設計為10 μH 時對于電路整體的效率有益。

2.2 輔助開關管Qa1的選擇

文中改進后的電路結構增加了輔助回路中的開關管，保證了輔助電感LAUX的伏秒平衡，同時由于Da1和Da2兩個輔助二極管的存在，輔助開關管Qa1兩端的電壓應力最大應被鉗位在400 V，且工作狀態下流過輔助開關管的電流數值較小，所以選取小型號的開關管即可。

2.3 輔助二極管Da1和Da2的選擇

由于在輔助二極管導通期間其電位鉗位在輸出端的400 V，所以其兩端的電壓應力最大為400 V。在前面電路工作的模式分析中，流經輔助二極管Da1和Da2的電流出現在輔助開關管Qa1關斷并完成了其寄生電容所存儲能量與輔助電感LAUX諧振實現了能量搬移之后，因而其數值較小，但其所承受的反向電壓較大。為設計以及實際應用安全盈余考慮，應選擇承受反向電壓較大反向恢復時間較短的肖特基二極管用于文中設計。

3 電路仿真結果

在仿真軟件SIMEtrix 中搭建了改進后的電路拓撲并進行了仿真，基于芯片UC3854 來設計驅動模塊時，設計和選取元件的相關方式在其使用手冊中提及，不再贅述。仿真過程的相關參數為：仿真電路工作狀態運行時間100 ms；輸入220 V 50 Hz 交流電，輸出400 VDC；開關頻率100 kHz。

電路仿真運行過程中主要功率器件的波形圖如圖2 所示，由圖2（a）中仿真結果可知，輸入電流實現了追隨輸入電壓變化的“正弦化”；圖2（b）的仿真結果表明，此電路在工作過程中實現了主開關管以及輔助開關管的零電壓軟開關操作。

圖2 電路工作過程當中主要器件的波形圖

4 結論

利用芯片UC3854 設計了全橋整流功率因數校正電路并對此電路工作的整個過程進行了詳細闡述，仿真結果表明，所增加結構優化的輔助回路幫助主開關管以及輔助開關管均實現了零電壓軟開關操作，達到了預期功能指標。