微波磁控管電源的仿真設計*

王 穎 ， 李金懋 ， 張 妍 ， 王艷玲 ， 黃 睿

（黑龍江工業學院黑龍江省等離子體生物質材料研發與檢測省級重點實驗室，黑龍江 雞西 158100）

產生低溫等離子體的方法有很多，常見的方法有直流輝光放電、射頻放電、微波放電和介質阻擋放電等。相比其他的放電技術，微波放電具有無電極、高效率、低能耗、工藝靈活等一系列優點。微波能一般是利用特殊器件，將直流或交流電能轉換過來，通常采用磁控管、行波管等器件產生大功率微波能量。磁控管是一種用來產生微波能的電真空器件，主要是由殼體、電源引出線、磁鐵、陽極、微波能量輸出器等幾部分組成。陽極作為磁控管的主要組成之一，對磁控管的工作狀態有很大影響，它與陰極一起構成電子與高頻電磁場相互作用的空間。當陽極電壓發生微小波動時，輸出的微波功率將會發生急劇變化。因此，磁控管電源的主要任務是為磁控管陽極提供穩定的直流高壓，通常要求在4 kV及以上[1-2]。

1 系統工作原理

磁控管陽極高壓電源的基本結構如圖1所示。

圖1 磁控管陽極高壓電源基本結構

系統工作過程如下：380 V、50 Hz的三相交流電經過整流和濾波電路后，得到530 V左右的脈動的直流電壓，然后通過由PI控制的ZVZSC移相全橋軟開關后，得到400 V的穩定直流信號，然后接入Boost升壓電路，得到4 kV、1 A的直流電壓，輸送給負載。另外，為了進一步穩定輸出電壓，Boost升壓電路采用PI控制實現。

2 移相ZVZCS-PWM控制電路

在開關電源中，產生PWM的電路結構一般包括反激式變換器、正激式雙晶體管變換器、推挽式變換器、全橋變換電路等，每種變換器或電路都具有各自不同的優缺點，在開關電源選用時要根據具體情況選擇合適的PWM的控制模式。另外，PWM的控制模式也有很多種類，在選擇反饋方式時，需要結合開關電源的輸入輸出電壓要求、主電路拓撲及器件選擇、輸出電壓的高頻噪聲大小、占空比變化范圍等進行綜合考慮。

因此，為了減小設備體積和重量，降低功率管電壓、電流的損耗，提高開關頻率和輸出功率，設計采用移相ZVZCS-PWM控制。通常PWM變換器是通過改變驅動信號的脈沖寬度來調節輸出電壓的，屬于硬開關，在功率管開斷時存在較大的損耗。而采用ZVZCS-PWM控制方式，輸出電壓可通過改變兩臂對角線上下管驅動電壓移相角的大小來進行調節，同時利用變壓器漏感以及功率管的結電容和寄生電容來完成諧振過程，實現零電壓開關，再利用反向電流阻斷二極管，用以實現零電流開關，降低電源輸出的紋波，減少開關損耗與干擾，提高電路效率[3-5]。

移相ZVZCS電路原理圖如圖2所示。其中，二極管D1、D2為高速開關，反向并聯在開關管Q1和Q2的兩端，電容C1、C2為諧振電感，包括開關功率管輸出結電容和外接吸收電容主要用來幫助實現滯后橋臂的零電壓開關功能。二極管D3、D4起反向電流阻斷的作用，用于實現滯后臂Q3、Q4的零電流開關。Cb為阻斷電容，Lr為變壓器漏感，T采用高頻變壓器，副邊接入由D5~D8二極管組成的高頻整流電路，C3為濾波電路。

圖2 移相ZVZCS電路原理圖

零電壓開關實現過程：以開關管Q1、Q4同時導通為例，在Q1關斷時，Q4需經過一定的時間后才能關斷。在Q1關斷之前，由于其導通狀態，并聯電容C1兩端的電壓即為Q1的導通壓降，一般約等于0，而當Q1關斷的時候，C1則開始充電，但由于其兩端電壓不能突變，即實現了零電壓關斷。另外，由于電路中存在變壓器漏感、濾波電感，使得Q1關斷時，變壓器一次側上的電流無法突變，會保持給Cb充電的狀態，電容C2則同時向外放電直至為0后，二極管D2導通，同時Q2開通，即實現了零電壓開通。

零電流開關實現過程：以Q3和Q4為例，由于C2放電至0后，D2處于導通狀態，電容Cb兩端的電壓即為變壓器一次側和漏感上的電壓，電流開始逐漸變小直至為0，二極管D4截止，電容Cb無法繼續放電，將會維持電壓不變，Q4此時通過的電流為0，即實現了零電流關斷；Q4關斷以后，利用設置好的死區時間開通Q3，由于變壓器一次側電流無法突變，從而實現Q3的零電流開通。

因此，如要順利實現零電壓、零電流開斷，關鍵在于諧振電感、濾波電感、諧振電容、濾波電容的參數設置。根據電源需求，設置輸入電壓Vin=514 VDC，輸出電壓400 VDC，輸出電流Io=30 ADC，變壓器原副邊匝數比為1∶2.5，變壓器漏感Lr為5 μH；考慮電容損耗，輸出濾波電容為1 mF，開關頻率為15 kHz。

另外，為了實現軟開關，還需對以下幾個參數進行設置：

1）為實現零電壓開關，要求有足夠的能量來使得同一橋臂開關管兩端并聯的電容充、放電，從而讓即將開通的開關管的反并聯二極管自然導通。所以要實現超前橋臂的零電壓開關，需要在開關管導通和關斷之前將電容C1和C2上的電荷抽走。取超前臂死區時間td=2 μs;

2）電容C1、C2應滿足式（1）。代入數值可得，C1、C2＜140 nF，根據上述分析可知，電容值不宜大，故取C1=C2=47 nF。

3）Cb的選取應綜合考慮提高最大占空比和降低滯后橋臂的電壓應力和反向電壓兩個因素。由于滿載的情況下占空比最大，所以在該條件下選取Cb的值。綜合考慮，本設計中Cb=0.6 μF。

為了保證產生合適的PWM波形，電路采取PI調節方式，通過將輸出電壓和設定值比較，來實現自動調節PWM的輸出，穩定輸出電壓。PWM Pulses Generator仿真模塊如圖3所示，通過比例積分環節、限幅環節和比較環節后輸出4路兩兩互補的PWM驅動波形，用以控制開關管的通斷，其中，Pluse1與Pluse2互補，Pluse3與Pluse4互補。圖4是開關管Q1的驅動波形和開關管電壓波形，可以看出，Q1能夠實現零電壓開關控制。另外，通過測試開關管Q1～Q4的電壓發現，Q3、Q4的耐壓值在2 800 V以上，可采用串聯多個開關管的方式降低每個開關管的管壓降。

圖3 PWM Pulses Generator仿真模塊

圖4 驅動波形和開關管電壓波形

3 PI控制的Boost升壓電路

Boost升壓電路之所以能使得輸出電壓高于電源電壓，主要是因為電路中的電感L儲能之后，具備了電壓泵升的作用，并且利用電容C保持輸出電壓。當可控開關管導通后，輸入電壓向電感L充電，電流基本恒定在一個值上。當開關管MOS管斷開后，由于電感L中的電流不能突變，電感L開始對電容C進行充電，使其兩端電壓升高，并高于輸入電壓。在升壓過程中，只要保證有足夠大的電容量，就可以在輸出端得到一個續流電流，送入電感L。通過不斷重復上述過程，即可得到高于輸入電壓的輸出電壓。為了防止電容C對地放電，電路還需加入續流二極管[6-7]。

主要電路參數設計如下。

1）占空比（理想狀態下，不考慮損耗）：

式中，Vin為輸入電壓400 V，Vo為輸出電壓4 kV，代入后可得，D=0.9。

2）電感：

設電感初始電流等于輸出電流，頻率f為15 kHz，輸出電流IO為1 A，代入式（3）可得電感L=1.33 mH，經試驗，當電感值小于該值時，輸出電壓的紋波明顯，當電感值大于此值時，輸出紋波較小，綜合考慮，最終選定電感值L為5 mH。另外，為了保證能夠實現較高的升壓比，有效提高功率密度，電路串聯電感Lf進行實現，根據經驗法試驗，選取0.22 mH。

3）輸出電容：

輸出電容的計算如式（4）所示，其中VPP紋波電壓小于30 V，代入計算后，可得C≥2 μF，綜合考慮取3 μF。

為了提高輸出電壓的穩定性，電路采用電壓環PI控制方式，根據實際電壓與目標電壓的差值，控制開關管的開通和關斷，其仿真模塊如圖5所示。

圖5 Boost升壓電路控制模塊

4 仿真與測試

為了驗證上述分析的可行性與有效性，微波電源電路通過MATLAB/Simulink仿真進行驗證，整體仿真電路圖如圖6所示。仿真測試過程中，為了檢驗電源的抗干擾性，在負載端施加一個幅值為±100 V左右的隨機噪聲信號。通過運行，負載側電源輸出電壓與電流的曲線如圖7所示。輸出電壓為單調上升過程，可以在約0.04 s時達到穩定狀態，響應迅速，電流電壓響應較為平滑，無不良畸變，且無超調量，輸出電壓在4 kV波動，電流約為1 A，與預期值吻合，說明控制參數設計合理，整體電源系統的設計較為理想。且從圖中可以看出，該直流電源的抗干擾能力強，穩態性能好，能夠達到為磁控管負載提供穩定高壓直流電的要求。

圖6 微波電源仿真電路圖

圖7 電源輸出電壓、電流波形

5 結論

本文設計出一種輸出電壓4 kV、輸出電流1 A的高壓直流電源，通過搭建相應的仿真系統和運行測試，證明了所設計電源的可行性。仿真結果顯示：該電源能夠滿足微波電源主要器件磁控管陽極的需求，電路參數設計合理，控制效果較好，具有較強的抗干擾能力和穩定性，這不僅為實際微波電源的分析、設計以及控制方法的研究奠定了一定的基礎，同時，還達到了縮短實際電源設計周期的目的[8-10]。