兩步隨機接入機制的深度解析和未來增強

魏浩，張夢潔，楊立

（1.中興通訊股份有限公司，廣東 深圳 518055；2.移動網絡和移動多媒體技術國家重點實驗室，廣東 深圳 518055）

0 引言

隨著第一版5G 國際標準（3GPP NR Rel-15 版本）于2018 年9 月發布，無線通信正式進入5G 時代的飛速發展期[1]。在5G 的三大應用場景中，NR Rel-15 版本的設計已較好地支持了增強移動寬帶（eMBB,Enhanced Mobile Broadband）業務。然而，對于海量機器類通信（mMTC,Massive MachineType Communication）業務，特別是B5G/6G 研究所重點關注的超高可靠低時延通信（URLLC,Ultra Reliable Low Latency Communication）業務[2-3]，由于場景的多樣性和需求的差異性，NR Rel-15 版本功能集并未實現對此類業務的有效支持[4]。因此，3GPP NR Rel-16 版本在Rel-15 版本的基礎上做了全面的擴展和增強，被稱為5G 第二階段（5G Phase 2），并于2020 年6 月正式凍結提交。其中，兩步隨機接入（2-step RACH,Random Access Channel）作為垂直行業主要應用場景的技術增強，在Rel-16 獲得正式立項[5]，并于2020年6 月完成相關的標準化工作。

在傳統4G LTE 和5G NR Rel-15 版本系統中，采用的都是四步隨機接入（4-step RACH）技術，一般包含兩次基站和終端間的交互。四步隨機接入的流程可靠性較高，但在接入效率方面并不是最優的方式。因此，NR Rel-16 版本引入兩步隨機接入技術[6]，對隨機接入過程進行優化和增強。進而，在3GPP 當前正在進行的NR Rel-17 版本[7]，基于兩步隨機接入技術，又繼續增強優化了非連接態下小數據包的傳輸機制[8-9]。

如圖1 所示，兩步隨機接入技術將原先四步隨機接入中的兩個上行信道信息Msg1 和Msg3 聯合為MsgA，并由終端發送給基站，同時將兩個下行信道信息Msg2 和Msg4 聯合為MsgB，再由基站發送給終端。因此，整個隨機接入過程兩步即可完成，即基站和終端間只需要一次交互。

圖1 隨機接入過程

兩步隨機接入技術簡化了接入過程步驟，有效提升了系統傳輸性能。對于非地面網絡（NTN,Non-Terrestrial Networks）衛星通信融合演進[10]和非授權頻譜（NR-U,NRUnlicensed）通信[11]，采用兩步隨機接入技術，可以降低一半接入和傳輸時延，有效改善通信體驗。對于未來不斷增強的高頻毫米波融合通信[12]，由于其具有帶寬大時隙短的特性，適合于突發性強、傳輸速率高、傳輸時延低的垂直行業應用場景。同時，由于高頻小區覆蓋半徑較小，基站和終端的距離較近，一般信號的往返傳輸時延（RTT,Round-Trip Time）不會超過一個循環前綴（CP,Cyclic Prefix）的長度[13]。在這種情況下，可以近似認為Msg3 和Msg1 是時間同步的，不會產生符號間干擾。Msg3 不需要做定時提前就可以和Msg1一起合并為MsgA 一次傳輸。因此，兩步隨機接入技術可以有效提升高頻小區的接入效率。

兩步隨機接入技術在信道結構和接入流程等方面做了增強設計，顯著降低了隨機接入過程中的時延、信令開銷以及功耗。但由于接入流程的改變，也對空口信息的傳輸和處理引入了新的變化。本文將在深度分析兩步隨機接入協議基本機制的基礎上，對其空口的各個增強技術展開詳細的探究。同時結合具體案例給出算法闡述，并進一步預測未來的增強方向。

1 兩步隨機接入空口增強技術

兩步隨機接入技術為5G 提供了更低的接入傳輸時延，簡化了隨機接入流程，但也引入了一些新的挑戰。例如，兩步隨機接入將原先四步隨機接入中承載控制信息的Msg3 與前導序列Msg1 合并之后，終端在傳輸MsgA之前無法獲得基站對Msg3 的調度信息，因此不同終端的MsgA PUSCH 傳輸無法做到完全的資源同步。同時基站也需要將原先的Msg2 和Msg4 合并成MsgB 發送。上述實現方式給基站和終端的空口信號處理帶來了新的挑戰，需要對原有技術進行相應的改進和增強。

1.1 MsgA PUSCH定時偏移

在進行兩步隨機接入過程時，雖然基站可以根據PUSCH傳輸機會（PO,PUSCH Occasion）和PRACH 傳輸機會（RO,RACH Occasion）的對應映射關系識別PUSCH 資源的位置，但是無法支持對MsgA PUSCH 的定時提前（TA,Timing Advance）自適應調整。此外，終端在MsgA 傳輸之前無法獲知基站對PUSCH 的調度信息。因此，當多個不同定時偏移的終端同時傳輸時，各終端發送的MsgA PUSCH 信號到達基站的時間很可能是不對齊的。在上述情況下，基站的檢測窗口需要進行定時偏移的調整，以容納多個終端的信號。

如圖2（a）所示，基站檢測窗口window#1 容納了UE1 和UE2 的信號，但由于UE3 需要較大的定時偏移，UE3 的信號無法完全落入窗口window#1 中。因此，為了檢測UE3 的信號，基站需要配置另外一個檢測窗口window#2。在兩步隨機接入過程中，當不同終端之間的定時偏移超過CP 長度時，基站側需要設置多個檢測窗口來對PUSCH 信號進行解析。也就意味著，基站需要在每個時隙進行多次的快速傅里葉變換（FFT,Fast Fourier Transform）操作，這將提升接收機的復雜度。因此，基站可以對終端進行分組處理，同一個終端組內終端之間的定時偏移較小，可以采用同一個檢測窗口。如圖2（b）所示，基站可根據隨機接入終端的數量和定時偏移的分布，基于終端分組來配置相應檢測窗口的數量和位置。

圖2 基站檢測窗口定時偏移調整

上述方案雖然可以在一定程度上實現性能和復雜度的平衡折中，但這種盲檢測方案會給基站帶來很大的處理開銷。在后續協議的演進中，可以針對定時偏移問題在終端側做進一步的優化。

如圖3 所示，基站發送同步廣播信號，該信號中同時包括時間戳標記tBS，以及MsgA PUSCH 信號接收的時間窗位置、時間窗的起始時間tw和時間窗的持續時間Tw。終端接收到同步廣播信號后進行下行同步，同時進行系統信息解析。根據基站發送的時間戳標記tBS和本地定時tUE，終端可估計傳輸時延ΔTd=tUE-tBS。假設MsgA PRACH 信號的發送時刻為tPRACH，信號持續時間為TPRACH，MsgA PUSCH 信號的發送時刻為tPUSCH，信號持續時間為TPUSCH，終端便可自適應調整MsgA PUSCH信號的發送時間，使得tw≤tPUSCH+ΔTd≤tw+Tw-TPUSCH，同時MsgA PRACH 信號和MsgA PUSCH 信號的間隔時間也相應地調整為ΔTMsgA=tPUSCH-(tPRACH+TPRACH)。這樣，基站對MsgA PRACH 進行檢測之后，可以繼續在預先設定的時間窗起始時間tw對MsgA PUSCH 信號進行接收及解析，之后基站再根據解析內容，向用戶發送MsgB 信號。

圖3 MsgA信號發送間隔調整

根據上述方案，終端可對MsgA PRACH 和MsgA PUSCH 發送時間進行自適應調整，使得MsgA PUSCH信號落在基站側的檢測窗口內。這種基于終端自我預補償上行TA 的優化方案，將對隨機接入性能帶來較大提升，是終端能力增強的重要方向。

1.2 MsgA PUSCH信號檢測

如1.1 節所述，在基站側的一個檢測窗口內，很可能存在多個接入終端的傳輸數據。雖然基站可以對終端進行分組，但同一個終端組內終端之間還是存在一定程度的定時偏移。但由于不同終端的異步非調度傳輸和功率差異，會造成多個終端信號在基站側非正交疊加，因此不同終端的上行傳輸之間存在符號間干擾和子載波間干擾[14]。

基站側在檢測時，根據多用戶多天線技術，可以采用傳統的最小均方誤差干擾抑制合并（MMSE-IRC，Minimum Mean Squared Error-Interference Rejection Combining）接收機來對終端PUSCH 信號進行解析。雖然協議為終端設計了新的加擾序列來降低干擾，但要盡可能地消除終端之間的干擾，獲得性能的提升，基站側可以進一步采用帶有干擾消除模塊的先進接收機來進行信號處理。

如圖4 所示，串行干擾消除接收機主要由信號檢測器、譯碼器和干擾消除三個模塊構成。接收機將輸入的多終端疊加信號，通過干擾消除方式進行檢測和譯碼，串行輸出各個單終端的信號。考慮接收機性能和復雜度，干擾消除可以選擇不同方式。其中，硬消除是將已經正確譯碼的硬比特重構出該終端的信號，并作為已知信息從疊加的接收信號中消除，再進行下一個終端的譯碼。軟消除是將譯碼器輸出的對數似然比，再經過檢測器和譯碼器之間的多次迭代，逐漸提升每個終端符號的置信度[15]。硬消除的復雜度主要體現在空域聯合MMSE 矩陣的處理上，而軟消除的復雜度主要在于檢測器和譯碼器的軟迭代。因而軟消除的復雜度相對較高，但其接收機性能也有更高的提升。

圖4 串行干擾消除接收機

我們對串行干擾消除接收機的性能進行仿真驗證。仿真條件設置如下：（1）終端側發送天線數：1；（2）終端數量：2，4；（3）基站側接收天線數：4；（4）基站數量：1；（5）信號檢測方式：MMSE 檢測；（6）信道編碼：低密度奇偶校驗碼（LDPC,Low Density Parity Check Code）；（7）碼率：0.5；（8）調制方式：QPSK，16QAM；（9）信道：瑞利衰落信道，加性高斯白噪聲。

如圖5 仿真結果所示，基站側采用干擾消除的軟迭代方式進行檢測譯碼，與不迭代的MMSE 算法相比，可以獲得較為明顯的性能增益。如果同時處理的終端數增加，以及調制階數增加，與不迭代的MMSE 算法相比，軟迭代算法相應的性能增益程度也越大。同時，軟迭代的增益收斂也很快，只需要增加1～2 次迭代的復雜度，就可以獲得較為可觀的性能增益。

圖5 接收機性能

1.3 上行接收波束優化

在兩步隨機接入過程中，MsgA PRACH 的接收只是檢測前導序列是否存在，而MsgA PUSCH 的接收需要對數據進行解調和譯碼。所以，相比于PRACH 的檢測，PUSCH 的解析需要更高的信干噪比（SINR,Signal to Interference plus Noise Ratio）。

協議規定，MsgA PRACH 與MsgA PUSCH 采用相同的發送波束。但對于基站側接收波束的設計，協議沒有硬性的規定，留有實現的靈活性。因此，在對MsgA PRACH 進行前導序列檢測時，可以采用較寬的波束。在綜合考慮波束數量、RO 數量等系統開銷較為合理的基礎上，實現較好的空間覆蓋。同時，在對MsgA PUSCH 進行解析時，可以采用較窄的波束，從而提升小區邊緣的覆蓋性能，并達到減少終端碰撞概率的目的。

因此，基站對處于RRC 連接狀態的終端的隨機接入信號進行接收時，可以采用與SSB 關聯的寬波束作為MsgA PRACH 的接收波束，同時采用與CSI-RS 關聯的窄波束作為MsgA PUSCH 的接收波束。其中，較窄的CSI-RS 波束是較寬的SSB 波束的子波束，可以實現更高的性能增益[16-17]。

上行接收波束優化的過程如圖6 所示。首先，通過下行波束掃描過程，終端選擇較優的SSB 波束，以及確定此SSB 波束關聯的CSI-RS 波束。SSB 波束和CSI-RS波束均與終端側的某個接收波束對應。然后，在上行隨機接入過程中，終端選擇此對應波束作為上行發射波束傳輸MsgA 信號。基站側先采用SSB 波束相應的寬波束作為接收波束，進行PRACH 信號的檢測。之后，根據SSB波束與CSI-RS 波束的對應關系，采用與CSI-RS 波束對應的窄波束作為接收波束，進行PUSCH 信號的解析。

圖6 上行接收波束優化

1.4 上行發送波束選擇

終端在隨機接入時，既希望降低接入時延，同時也希望增強接入性能，提高接入成功率。如圖7 所示，在實際場景中終端可能會面臨兩種選擇：一是以較低時延發起接入過程，但可能選擇的是次優的SSB 波束；二是等到更優的SSB 波束機會，但是可能增加接入時延。

圖7 上行發送波束優化

目前協議規定同一個終端的PRACH 和PUSCH 信號不能在相同的時隙內傳輸，因此在某些幀結構的配置下，MsgA PRACH 的上行發送時隙和MsgA PUSCH 的上行發送時隙之間，可能存在若干下行時隙。于是，終端可以利用這些下行時隙繼續進行SSB 波束的檢測，靈活選擇是否采用不同的上行發射波束傳輸MsgA PRACH 和MsgA PUSCH，在接入時延的權衡下，獲得接入性能進一步的增強。

當終端發起隨機接入過程時，可以先選擇一個SSB波束對應的上行波束發送MsgA PRACH 信號。同時，在隨后的下行時隙繼續對SSB 波束進行測量。如圖8（a）所示，如果終端后續沒有檢測到參考信號接收功率（RSRP,Reference Signal Receiving Power）大于設定閾值的SSB波束（該閾值可由基站側通過廣播信息發送給終端），則采用和之前相同的上行波束發送MsgA PUSCH 信號。而如圖8（b）所示，如果終端后續檢測到RSRP 大于設定閾值的SSB 波束，則采用新的上行波束重新發送MsgA PRACH 信號和MsgA PUSCH 信號。

此外，根據當前協議規定，MsgA 的PRACH 和PUSCH 信號必須對應同一個SSB 波束進行接入，這在一定程度上限制了波束選擇的靈活性。由圖8（b）可以看出，如果允許MsgA 的PRACH 和PUSCH 信號對應不同的SSB 波束接入，終端可在下行測量后直接選擇更優的SSB 波束發送MsgA PUSCH 信號，不需要重傳MsgA PRACH 信號，從而在不增加接入時延的情況下，獲得接入性能的增益。雖然目前協議沒有考慮上行發送波束選擇的優化，但這是后續增強的重要方向之一。

圖8 隨機接入波束重選

1.5 隨機接入類型選擇

終端在發起隨機接入之前，需要確定隨機接入的類型。一般來說，處于小區中心位置的終端到基站的RTT比較小，不需要進行TA，并且信道質量也較好，采用兩步隨機接入方式既能獲得較好的傳輸增益，也能保證一定的接入成功率。而對處于小區邊緣位置的終端，其RTT較大，信道質量也相對較差，采用四步隨機接入方式以保證接入成功率，是一個更為穩妥的選擇。因此，基站可在系統消息里面配置一個RSRP 的閾值，終端可據此來選擇首次隨機接入的類型。如果終端測量的RSRP 值大于閾值，則首先選擇兩步隨機接入方式，否則采用四步隨機接入方式。基站對該RSRP 閾值進行調整，來控制和平衡采用兩種不同隨機接入類型的終端數量。

在實際通信中，根據終端反饋的各SSB RSRP 值，基站可以通過長時間、有規律的波束測量和上報機制，檢測和掌握終端分布和小區覆蓋情況，從而設定隨機接入RSRP 閾值的范圍，以及RSRP 閾值的調整步長。然而采用這種方式，基站需要等待較長的反饋和判斷時間，且由于終端在小區的分布是實時變化的，基站得到的分布信息也會存在一些誤差。因此，基站可以采用一種基于后驗統計概率的方式，較為可靠地獲得小區內用戶隨機接入的情況。

具體地，如圖9 所示，基站在發送SSB 信號時，廣播信息包含一個RSRP 閾值初始值ξ，同時設定該閾值范圍，有最小值ξmin與最大值ξmax，以及RSRP 閾值調整步長Δξ。基站在固定時間間隔Tη內，統計更新采用兩步隨機接入模式的接入失敗次數η，并設定兩個次數閾值η1和η2，其中0＜η1＜η2。失敗次數初始值為零，如果超出固定時間間隔，則次數重新置為零，并在新的時間間隔內重新進行次數統計。接入失敗事件可以定義為，基站檢測終端發送的MsgA PRACH 信號成功，但解析終端發送的MsgA PUSCH 信號失敗（這表示信道質量不足以解析MsgA PUSCH）。如果η＜η1，則表示目前采用兩步隨機接入的終端接入成功率較高，可以讓更多終端選擇兩步隨機接入方式，基站可以按照設定步長降低RSRP 閾值，即ξ=ξ-Δξ，且須保證ξ≥ξmin；如果η1≤η＜η2，則表示目前接入情況良好，基站保持當前的RSRP 閾值ξ不變；如果η2＜η，則表示目前采用兩步隨機接入的終端接入成功率較低，應該減少兩步隨機接入的終端數，于是基站可以按照設定步長提高RSRP 閾值，即ξ=ξ+Δξ，且須保證ξ≤ξmax。這樣，基站就可以根據接入失敗次數與次數門限的關系，按照設定步長自適應調整RSRP 閾值，并在發送的SSB 信號廣播信息中進行閾值更新。

圖9 RSRP閾值自適應調整

對于隨機接入類型的選擇，將信道質量作為配置準則是最為關鍵有效的指標之一。但除此之外，還需要考慮覆蓋、時延、性能、開銷等多方面影響，以及小區當前主要業務的特點（比如URLLC 業務對時延更為敏感）。因此，作為后續方案的增強演進，系統可以在綜合多個維度情況之后，調整隨機接入類型的資源配置和相應參數設定，從而整體提高系統接入成功概率和資源利用效率。

2 結束語

兩步隨機接入技術是NR Rel-16 版本引入的主要新特性之一。該技術將傳統四步隨機接入中的兩個上行信道信息Msg1 和Msg3 聯合為MsgA 由終端發送給基站，同時將兩個下行信道信息Msg2 和Msg4 聯合為MsgB 由基站發送給終端，有效簡化接入流程，降低傳輸時延，從而達到優化系統性能的目標。本文在闡述兩步隨機接入技術協議機制的基礎上，從基站和終端在定時偏移、信號檢測、波束優化、隨機接入類型選擇等方面的實現設計著手，結合具體的協議流程和方案設計，對其空口增強技術進行了詳細的研究和未來增強方向的預測。

兩步隨機接入主要對隨機接入過程進行了增強，在初始接入時僅攜帶必要的控制面信息，而不會傳輸任何用戶面的數據。在5G 的URLLC、mMTC 場景中，存在大量終端有低時延小數據傳輸的需求，而目前協議僅支持在RRC 連接態下的用戶面數據傳輸，非RRC 連接態如果要進行數據傳輸，則要求終端先進行狀態切換再發起數據傳輸，如此小微數據的傳輸效率很低。因此，在Rel-17 版本演進階段，NR繼續對兩步隨機接入技術應用于非RRC 連接態的小包數據傳輸進行繼續增強，包括支持MsgA PUSCH 承載更大數據包的配置和MsgA PUSCH 的HARQ 重傳機制設計等，進一步降低隨機接入和傳輸時延，提高數據傳輸效率，并兼顧終端和基站節能的需求。總之，兩步隨機接入技術進一步豐富了未來蜂窩通信系統內的數據傳輸手段和目的。