室內毫米波信道路徑功率測量建模研究*

邱彥衡，毛開，陳小敏**，馮瑞瑞，宋李新，馬健

（1.南京航空航天大學電磁頻譜空間認知動態系統工業和信息化部重點實驗室，江蘇 南京 211106；2.中國航空工業集團有限公司金城南京機電液壓工程研究中心，江蘇 南京 211106）

0 引言

隨著第五代（5G，Fifth Generation）和第六代（6G，Sixth Generation）移動通信技術的快速發展，更快的傳輸速率、更大的系統容量和更低的傳輸延遲成為移動通信領域發展的重要技術問題[1-2]。而毫米波頻段以豐富的非傳統頻譜資源、滿足小元件尺寸的較短波長和具有窄波束等優勢使得毫米波通信成為了通信領域研究的熱點之一，特別是在室內環境中，毫米波被廣泛應用于提升通信系統性能等方面[3-6]。然而，毫米波通信通常具有更大的帶寬，帶寬內不同頻率的信號經歷的信道特性變化較大，進而導致毫米波信道的頻率具有非平穩性[7-8]。因此，需要研究具有連續頻率響應的毫米波信道模型，為進一步優化毫米波通信系統的性能提供理論支撐。

目前針對室內毫米波信道的特性分析與建模研究已受到廣泛關注[9-14]。比如，文獻[9] 和[10] 針對圖書館等室內場景，研究了毫米波信道的路徑損耗和時間色散特性；文獻[11] 結合了室外城市綜合體場景和室內場景，分析了5G 毫米波通信信道的傳播特征。上述文獻重點針對毫米波信道進行參數和傳播特性分析研究，但沒有研究完整的毫米波信道模型構建。文獻[12-14] 對毫米波信道進行了建模研究，但都只針對特定的中心頻率建模，沒有考慮由于寬帶或超寬帶引起的不同頻率對毫米波信道特性的影響。

同時，準確的獲取時延、散射體位置矢量和路徑功率等信道參數是復現毫米波信道模型的必要條件，目前主要包括基于實測數據[15-17]和基于射線跟蹤（RT,Ray Tracing）[18-21]的確定性計算兩種方法?；趯崪y獲取信道參數的方法較為準確，符合實際情況，但實測過程操作復雜、成本高、耗時長；基于RT 的方法簡單易操作，但由于RT 材料與真實場景之間的誤差和存在大氣衰減等因素的影響，使得RT 在估計路徑功率參數時存在一定的誤差。

本文針對寬帶或超寬帶信號內不同頻率分量對毫米波信道特性的影響，提出了一種具有連續頻率響應的毫米波信道模型。同時利用基于RT 的方法對毫米波信道的路徑功率等信道參數進行計算，由于RT 方法在估計路徑功率存在的誤差，本文針對不同頻率下視距（LoS，Line of Sight）和非視距（NLoS，Non-Line of Sight）兩種場景的路徑功率參數，設計了室內毫米波信道實測方案，結合實測數據對路徑功率進行了建模分析，并與RT 仿真結果進行對比。

1 毫米波信道模型

對于寬帶或超寬帶毫米波通信信號，可將其視為無數個頻率分量的疊加，其中不同頻率分量的信號在傳播過程中會經歷不同的路徑時延、相位和損耗，因此毫米波寬帶或超寬帶信道具有頻率非平穩性[22]。本文中由于帶寬大小有限，假設每個頻率分量的毫米波信道相同的路徑延遲，但具有不同的路徑損耗和相位。傳統寬帶信道模型中，通常只考慮單頻點載波其信道沖激響應（CIR,Channel Impulse Response）可以建模為：

其中，α(t,τ;fc) 表示為路徑振幅；φ(t,τ;fc) 表示路徑相位；τ’表示路徑時延。由于傳播信號具有寬帶或超寬帶性質，整個毫米波信道的平均路徑功率應該表示為不同路徑功率疊加并除以帶寬B=fH-fL。同時，實際信道環境中散射體是離散且有限的，因此，式(1) 可以進一步表示為：

其中，N表示毫米波信道傳播路徑數；a(t,τi;fc) 表示第i條路徑的振幅；φ(t,τi;fc) 表示第i條路徑的相位；τi表示第i條路徑的延遲。在本文中，第i條路徑的路徑相位φi(t;fc) 由初始相位和多普勒頻率兩部分建模為：

其中，φ0表示為初始相位，在[0,2π) 上服從均勻分布；c 表示光速；vTX(t) 和vRX(t) 分別表示發射端（TX,Transmitter）和接收端（RX,Receiver）移動的速度矢量；和分別表示TX 和RX 第i條路徑的球面單位矢量。其中，球面單位矢量和可以進一步表示為：

其中，ξi是校正因子，表示為實際傳播損耗與自由空間傳播損耗的誤差；GT和GR分別表示發射天線和接收天線的天線增益。因此，由式(2) 和式(9) 可知，對于毫米波信道中的第i條路徑的路徑功率Pi可以表示為：

同時，為了獲取不同場景下的校正因子ξi，本文將針對室內毫米波場景進行實測，分析LoS 和NLoS 兩種場景下室內毫米波信道的路徑功率。驗證本文所提出路徑功率模型的準確性。

2 室內毫米波信道測量系統與方案設計

2.1 頻域信道測量系統及原理

本文采用頻域信道測量方法對室內毫米波場景進行實測分析，基于矢量網絡分析儀（VNA,Vector Network Analyzer）的頻域信道測量系統測量精度高，操作簡便，廣泛應用于室內毫米波信道測量。本文利用VNA 發射設定頻段內的掃頻信號，對毫米波信道的散射參數S21 進行測量，獲取全頻帶的頻域信道傳輸函數（CTF,Channel Transfer Function），最后對所獲得的CTF 進行快速傅里葉逆變換（IFFT,Inverse Fast Fourier Transform）后即可以獲得待測室內毫米波信道的時域CIR：

本文所采用的室內毫米波頻域信道測量系統主要由兩部分組成：VNA 和毫米波角錐喇叭天線，測量系統實物框圖如圖1 所示。VNA 采用Agilent N5245A，收發天線采用的均是頻段范圍為26.5～40 GHz 的毫米波角錐喇叭天線。

圖1 室內毫米波信道測量系統

多徑時延分辨率和頻率分辨率是VNA 測量系統的重要指標。通過設置測量系統掃頻帶寬BVNA和掃頻點數NVNA，可以計算測量系統的頻率分辨率Δf和多徑時延分辨率Δτ：

其中，VNA 測量系統的最大可測得的時延Δτmax由測量系統掃描步進的頻率間隔所決定[24]：

2.2 室內毫米波信道測量場景

本文選取某實驗室場景進行實測，待測場景尺寸約為8 m×8 m×3 m，室內散射體主要由地面、墻壁、天花板、門窗、若干桌椅和兩臺立式空調組成。地面由大理石瓷磚構成，墻壁材質為混凝土，窗戶為玻璃制品，屋頂為塑料制吊頂，桌椅和門材質均為木材，空調外部均為塑料制品。

為了進一步研究室內毫米波場景下的路徑功率，本文設計了兩種室內測量場景，分別獲取LoS 和NLoS 場景下的室內毫米波信道數據。LoS 場景和NLoS 場景的具體示意圖如圖2（a）和（b）所示，設置收發端天線高度均為0.45 m。對于LoS 場景，設置TX 和RX 的初始距離d1=1 m，RX 沿圖2（a）中的移動軌跡以間隔Δd=0.5m 進行移動，測量距離從1 m 至5.5 m，共10 個測量點；對于NLoS 場景，利用室內房間的混凝土墻壁作為反射物，制造可定量評估的NLoS 反射徑，設置TX 與墻壁初始距離為dTX=0.75 m，RX與墻壁的初始距離d2=0.5 m，NLoS 反射角（RA,Reflection Angle）θ=45°，RX 沿圖2（b）中軌跡以間隔Δd=0.5m 進行移動，測量距離從0.5 m 至5 m，共10 個測量點。

圖2 室內毫米波信道實測場景

3 室內實測分析與仿真驗證

本文室內實測設置中心頻率分別等于28、30 和32 GHz、帶寬BVNA=1 GHz、VNA 掃頻點數NVNA=1001。通過式(12)～(14) 計算可得，本文采用的VNA 頻域信道測量系統的頻率分辨率Δf=NVNA/BVNA≈1MHz；最大可測得的時延Δτmax=1/Δf≈1000ns，對應傳輸距離約為300 m，可以充分滿足對于室內環境的測量需求；同時，多徑時延分辨率Δτmax=1/BVNA=1ns，對應多徑距離分辨率約為0.3 m，滿足室內環境對于地面、墻壁等散射體多徑的測量精度需求。VNA 毫米波測量系統具體參數設置如表1 所示：

表1 VNA信道測量系統參數

本文首先對測量系統進行系統校準，將VNA 用射頻線把收發兩端進行背靠背（B2B,Back-to-Back）直連，利用VNA 的直通校準功能進行直通校準，消除測量設備自身系統響應所帶來的影響，同時，本文考慮了所使用角錐喇叭天線在不同頻率下天線增益的影響。校準完成后，根據上述兩種測量場景進行實測，分別獲取兩種測試場景下的原始頻域信道數據。由上述式(11)計算可得LoS 場景在收發端初始距離d1=1 m 情況下，不同頻率的實測CIR 如圖3 所示。由圖3 可以看出，LoS 場景實測CIR 的路徑時延為3 ns；與收發端設置的初始距離d1的理論時延一致；當f=28 GHz 時，LoS 路徑的功率值為-72.15 dB，且隨著中心頻率的上升，路徑功率逐漸減小。同時，實測CIR 中具有明顯的多徑信息，這是由于該室內環境中地面、墻壁、桌椅和VNA 設備等散射體所導致的NLoS 徑。根據實測數據，可以獲得28、30 和32 GHz 頻率下LoS 路徑的校正因子分別為10.8、11.7 和12.5。

圖3 LoS場景下不同頻率的實測CIR

同理，NLoS 場景在設置TX 與墻壁初始距離dTX=0.75 m、RX 與墻壁初始距離d2=0.5 m 和θ=45°的情況下，不同頻率的實測CIR 如圖4 所示。由圖可以看出，NLoS 場景實測CIR 的路徑的時延為4 ns，與收發端設置的初始距離dTX+d2=1.25 m的理論時延一致；當f=28 GHz 時，NLoS 路徑的功率值為-99.14 dB，同樣隨著中心頻率的增大，NLoS 路徑的功率值逐漸減小。根據實測數據，可以獲得28、30 和32 GHz 頻率下NLoS 路徑的校正因子分別為35.81、35.83 和35.82。

圖4 NLoS場景下不同頻率的實測CIR

為了進一步驗證基于RT 方法對于估計室內毫米波場景路徑功率所具有的局限性，本文基于RT 方法設置了與上述兩種實測場景一致、尺寸相同的仿真場景，如圖5（a）和（b）。設置桌椅和門材質為木材、墻壁為混凝土、空調為塑料、VNA 為金屬，設置收發端天線高度均為0.45 m，收發端位置信息均與實測場景保持一致。收發端天線均設置為喇叭天線，中心頻率分別為28、30 和32 GHz，發射功率為0 dBm。

圖5 基于RT的室內毫米波信道仿真場景

本文對比了不同頻率下兩種測量場景的路徑功率實測值和RT 仿真值，同時給出了本文所提出路徑功率模型曲線。對于LoS 場景，不同頻率下實測、RT 仿真和本文模型的LoS 路徑功率隨收發端間距變化的對比如圖6 所示。由圖可以看出，隨著收發端間距的增大，LoS 路徑功率逐漸降低。并且隨著中心頻率的增大，毫米波信號傳播衰減進一步加大，使得LoS 路徑功率逐漸降低。同時，LoS 場景下本文所提出模型在不同頻率下的路徑功率曲線與實測值基本吻合，而由于RT 材料設置與實際場景的偏差和存在大氣衰減的影響，基于RT 的仿真數據均明顯高于所提出模型。

圖6 LoS場景下不同頻率實測、RT仿真和本文模型路徑功率比較

對于NLoS 場景，不同頻率下實測、RT 仿真和本文模型的NLoS 路徑功率隨RX 與墻壁距離變化的對比如圖7所示。由圖可以看出，同樣隨著RX 與墻壁距離的逐漸增大，NLoS 路徑功率逐漸降低。并且隨著中心頻率的增大，NLoS 路徑功率也逐漸降低。同時由于利用墻壁制造NLoS徑，使得路徑功率因為墻壁反射的衰減作用而明顯低于LoS場景下的路徑功率。同時，NLoS 場景下本文所提出的模型在不同頻率下的路徑功率曲線也與實測值基本吻合，基于RT 的仿真數據也均明顯高于所提出模型?？梢则炞C本文所提出結合實測數據和RT 方法的路徑功率模型的準確性。

圖7 NLoS場景下不同頻率實測、RT仿真和本文模型路徑功率比較

4 結束語

針對寬帶或超寬帶信號內不同頻率分量對于毫米波信道特性的影響，本文提出了一種具有連續頻率響應的毫米波信道模型，并基于RT 方法和實測數據確定了頻率相關的路徑功率等信道參數。同時，針對RT 方法估計毫米波信道路徑功率時存在的局限性，本文利用基于VNA的頻域信道測量方法對28、30 和32 GHz 頻率下的室內LoS 和NLoS 兩種場景進行實測，并利用RT 進行建模仿真。實測和仿真結果表明，由于實測環境中的大氣和混凝土墻壁的衰減作用，使得RT 仿真的路徑功率與實際情況存在一定的偏差，本文結合實測數據所提出的路徑功率模型與實測值基本吻合，驗證了所提出模型的準確性。