一種基于SEPIC結(jié)構(gòu)的非耦合電感高增益變換器

邵珠雷

(許昌學(xué)院電氣與機(jī)械工程學(xué)院，河南許昌 461000)

隨著新能源技術(shù)的不斷發(fā)展，直流變換器被廣泛應(yīng)用于風(fēng)電系統(tǒng)、光伏系統(tǒng)以及電動(dòng)汽車系統(tǒng)。在光伏系統(tǒng)中，系統(tǒng)將光能轉(zhuǎn)換為電能通常需要進(jìn)行最大功率點(diǎn)跟蹤且輸出電壓較低。這就需要光伏系統(tǒng)所采用的直流變換器具有連續(xù)的輸入電流及較高的電壓增益[1]。隔離型直流變換器通過采用變壓器可以獲得較高的電壓增益。但是變壓器增加了電路系統(tǒng)的體積和質(zhì)量，并且其漏感會(huì)使變換器開關(guān)管兩端產(chǎn)生尖峰電壓，增大開關(guān)管的電壓應(yīng)力[2]。針對(duì)上述問題，非隔離型高增益直流變換器相對(duì)于隔離型直流變換器在體積、成本和功耗方面更具優(yōu)勢(shì)。

SEPIC 變換器具有輸入電流連續(xù)的特點(diǎn)，適用于光伏發(fā)電等新能源系統(tǒng)。目前基于SEPIC 結(jié)構(gòu)的非隔離型高增益直流變換器多采用耦合電感。文獻(xiàn)[3]在SEPIC 結(jié)構(gòu)中引入了耦合電感，并與二極管-電容倍壓?jiǎn)卧嘟Y(jié)合，在提高輸出電壓增益的基礎(chǔ)上，通過二極管-電容支路吸收漏感能量。文獻(xiàn)[4]在傳統(tǒng)SEPIC 變換器的基礎(chǔ)上，引入耦合電感單元，并通過有源開關(guān)電感單元吸收漏感能量，減小開關(guān)管電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)[5]將BOOST 變換器與SEPIC 變換器相結(jié)合，并將電路中的電感換為耦合電感，耦合電感二次側(cè)與倍壓?jiǎn)卧Y(jié)合組成橋式倍壓?jiǎn)卧蕴岣唠妷涸鲆娌p小開關(guān)管電壓應(yīng)力。在SEPIC結(jié)構(gòu)中引入耦合電感能夠有效地提高電壓增益，但耦合電感的漏感會(huì)增加變換器開關(guān)管的電壓應(yīng)力。若采用鉗位電路或能量吸收電路則又會(huì)增加電路的復(fù)雜度及功耗[6]。因此，本文基于SEPIC 結(jié)構(gòu)提出了一種采用非耦合電感的高增益變換器。

1 電路拓?fù)?/h2>

本文提出的基于SEPIC 結(jié)構(gòu)的非耦合電感高增益變換器的電路結(jié)構(gòu)如圖1 所示。該變換器在SEPIC 結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上加入了開關(guān)管S2、電感L2、二極管D1和電容C2。開關(guān)管S1與S2在變換器工作過程中總是同時(shí)導(dǎo)通和關(guān)斷，電感L1和L2則以并聯(lián)或串聯(lián)的方式存在于變換器不同的工作模態(tài)中。電感L1、電感L2、電容C2以及二極管D1在電路中的連接結(jié)構(gòu)可提高電壓增益。為了便于對(duì)電路的工作過程進(jìn)行分析，假設(shè)開關(guān)管與二極管為理想器件，電容足夠大，電感L1與電感L2完全相等[7]。

圖1 基于SEPIC結(jié)構(gòu)的非耦合電感高增益變換器

2 工作原理

基于SEPIC 結(jié)構(gòu)的非耦合電感高增益變換器可工作于連續(xù)模式(continuous conduction mode，CCM) 和斷續(xù)模式(discontinuous conduction mode，DCM)。下面將對(duì)變換器的這兩種工作模式進(jìn)行詳細(xì)分析。

2.1 CCM

當(dāng)變換器工作于CCM 時(shí)，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，變換器共存在兩種工作模態(tài)，其主要工作波形如圖2 所示。

圖2 變換器CCM的主要工作波形

工作模態(tài)1(t0≤t＜t1)：當(dāng)變換器處于工作模態(tài)1 時(shí)，工作模態(tài)等效電路如圖3所示。開關(guān)管S1與開關(guān)管S2同時(shí)導(dǎo)通，使得電感L1與電感L2以并聯(lián)方式存在于電路中，電感L1兩端電壓及電感L2兩端電壓等于電源電壓Vin，表達(dá)式如公式(1)所示：

圖3 變換器CCM的工作模態(tài)1

二極管D1與二極管D2處于截止?fàn)顟B(tài)。電感L1、電感L2及電感L3充電儲(chǔ)能，電感電流iL1、iL2及iL3線性上升。電容C1處于充電狀態(tài)，電容C2處于放電狀態(tài)，因此電感L3兩端電壓表達(dá)式如公式(2)所示：

電容C3處于放電狀態(tài)，為負(fù)載提供能量，電壓VC3線性下降。

工作模態(tài)2(t1≤t＜t2)：當(dāng)變換器處于工作模態(tài)2 時(shí)，工作模態(tài)等效電路如圖4 所示。開關(guān)管S1與開關(guān)管S2均處于截止?fàn)顟B(tài)，二極管D1與二極管D2均處于導(dǎo)通狀態(tài)，使得電感L1與電感L2以串聯(lián)方式存在于電路中。由于電感L1與電感L2的匝比相等，電感L1兩端電壓及電感L2兩端電壓的表達(dá)式如公式(3)所示：

圖4 變換器CCM的工作模態(tài)2

電源及電感L1、L2通過二極管D2為負(fù)載提供能量，并通過二極管D1為電容C2充電，電感電流iL1、iL2線性下降，電容電壓VC2線性上升。電容C1與電感L3同樣通過二極管D2為負(fù)載提供能量，電感電流iL3線性下降，電容電壓VC3線性上升。電感L3兩端電壓的表達(dá)式如公式(4)所示：

根據(jù)基爾霍夫定律及伏秒平衡原理可得，變換器工作于CCM 時(shí)的增益如公式(5)所示：

式中：Vo為輸出電壓；Vin為輸入電壓；D為占空比。

2.2 DCM

當(dāng)變換器工作于DCM 時(shí)，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，變換器共存在三種工作模態(tài)，其主要工作波形如圖5 所示。

圖5 變換器DCM的主要工作波形

變換器工作于DCM 的三種工作模態(tài)中，工作模態(tài)1 和工作模態(tài)2 與變換器工作于CCM 時(shí)相同。當(dāng)開關(guān)管S1與開關(guān)管S2截止，流過二極管D2的電流降為零時(shí)，變換器進(jìn)入DCM的工作模態(tài)3，其工作模態(tài)等效電路如圖6 所示。

圖6 變換器DCM的工作模態(tài)3

在DCM 的工作模態(tài)3 中，開關(guān)管S1、開關(guān)管S2、二極管D1以及二極管D2均處于截止?fàn)顟B(tài)。電感L1、電感L2以及電感L3兩端的電壓均為零。電容C1處于放電狀態(tài)，電容C2處于充電狀態(tài)。電容C3處于放電狀態(tài)，為負(fù)載提供能量。二極管D1兩端電壓的絕對(duì)值與電容C1兩端電壓相等，二極管D2兩端電壓為輸出電壓與電容C2兩端電壓的差值。變換器工作于DCM的條件如公式(6)和(7)所示：

式中：RL為負(fù)載電阻值；fS為變換器工作頻率；L3為電感L3的電感值。

變換器工作于DCM 時(shí)的增益如公式(8)所示：

式中：Vo為輸出電壓；Vin為輸入電壓；D為占空比。

3 變換器性能分析對(duì)比

變換器雖然能夠工作于CCM 和DCM 兩種模式，但工作于DCM 時(shí)變換器存在較多的弊端。比如，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度較慢以及電路元件要承受更大的電流。因此，使變換器工作于CCM 是一種較為合適的應(yīng)用方式[8]。下面也將針對(duì)變換器工作于CCM 時(shí)的狀態(tài)進(jìn)行分析與對(duì)比。

3.1 電壓增益

當(dāng)變換器工作于CCM 時(shí)，根據(jù)基爾霍夫定律可得：

化簡(jiǎn)可得：

根據(jù)伏秒平衡原理可得：

由公式(10)和(11)可得：

由公式(12)和(13)可得變換器工作于CCM 時(shí)的電壓增益M：

由公式(15)可知，隨著占空比D的不斷增大，變換器的電壓增益不斷提升。

為了進(jìn)一步了解本文所提變換器的性能的優(yōu)劣，將本文所提變換器與BOOST、SEPIC、文獻(xiàn)[9-11]進(jìn)行了對(duì)比。

文獻(xiàn)[9]所提變換器在SEPIC 結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上增加了二極管DM和電容CM。電容CM連接于電感L2與地之間，有效提高了輸出電壓，進(jìn)而提高了變換器的電壓增益。二極管DM分別連接開關(guān)管S 的漏極和電容CM的正極，在提供能量通路的同時(shí)，又減小了開關(guān)管S 的電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)[9]所提變換器的電路結(jié)構(gòu)如圖7 所示[9]。

圖7 文獻(xiàn)[9]所提變換器的電路結(jié)構(gòu)

文獻(xiàn)[10]所提變換器為一種新型非隔離升降壓直流變換器，該變換器的輸入電路部分引入SEPIC 結(jié)構(gòu)，以獲得連續(xù)的輸入電流及升降壓能力。電容C2、電容C3、電容Co1、電容Co2、電容Co3、電感L3及電感L4連接構(gòu)成輸出電路部分，以提高電壓增益，并使開關(guān)管S1的電壓應(yīng)力低于輸出電壓。文獻(xiàn)[10]所提變換器的電路結(jié)構(gòu)如圖8所示[10]。

圖8 文獻(xiàn)[10]所提變換器的電路結(jié)構(gòu)

文獻(xiàn)[11]所提變換器為一種新型BUCK-BOOST 變換器，包含一個(gè)開關(guān)管、兩個(gè)電感、三個(gè)電容及兩個(gè)二極管。該變換器的電壓增益大于傳統(tǒng)BUCK-BOOST 變換器、CUK 變換器及SEPIC 變換器。在開關(guān)管S 關(guān)斷時(shí)，二極管D1、二極管D2、電容C1及電容C2的連接結(jié)構(gòu)避免了電容C1與電容C2突然轉(zhuǎn)為并聯(lián)，而是先分別進(jìn)行充放電，有效間少了尖峰電流的出現(xiàn)，進(jìn)而減小了電路中開關(guān)管、二極管及電容的電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)[11]所提變換器的電路結(jié)構(gòu)如圖9 所示[11]。

圖9 文獻(xiàn)[11]所提變換器的電路結(jié)構(gòu)

本文所提變換器與BOOST、SEPIC、文獻(xiàn)[9-11]的電壓增益的對(duì)比如表1 及圖10 所示。

由表1 可知，本文所提出的變換器相對(duì)于所列其他變換器具有較大的電壓增益。

表1 變換器電壓增益對(duì)比

由圖10 可知，參與對(duì)比的變換器隨著占空比的增加，其電壓增益均不斷提升，本文所提出的變換器在不同占空比階段，均具有相對(duì)較高的電壓增益。

圖10 變換器電壓增益與占空比關(guān)系對(duì)比

3.2 電壓應(yīng)力

當(dāng)變換器工作于CCM 時(shí)，開關(guān)管S1和開關(guān)管S2的電壓應(yīng)力為：

二極管D1和二極管D2的電壓應(yīng)力為：

本文所提變換器與BOOST、SEPIC、文獻(xiàn)[9-11]的元器件電壓應(yīng)力的對(duì)比如表2 及圖11 所示。

表2 變換器電壓應(yīng)力對(duì)比

圖11 開關(guān)管電壓應(yīng)力與占空比關(guān)系對(duì)比

由表2 可知，本文提出的變換器相對(duì)于所列其他變換器，其具有最小的開關(guān)管電壓應(yīng)力以及相對(duì)較小的二極管電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)[10]提出的變換器具有與本文所提變換器相近的電壓增益及電壓應(yīng)力，但本文所提變換器所用元件總數(shù)要小于文獻(xiàn)[10]提出的變換器。

由圖11 可知，參與比較的變換器的開關(guān)管電壓應(yīng)力隨著占空比的增大而減小，即均與占空比成反比。本文所提出的變換器在不同的占空比階段均具有最小的開關(guān)管電壓應(yīng)力。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

根據(jù)本文提出的基于SEPIC 結(jié)構(gòu)的非耦合高增益變換器，試制了一臺(tái)200 W 的樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)平臺(tái)如圖12 所示。

圖12 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)平臺(tái)

其中，輸入電壓Vin=20 V，輸出電壓Vo=250 V。變換器工作于CCM，工作頻率fS=40 kHz，占空比D=74.2%。電感L1、L2、L3的電感值分別為125、125、246 mH，電容C1、C2、C3的電容值分別為4、4、15 mF。開關(guān)管S1與S2均采用IRFP260，二極管D1與D2均采用UG8GT，開關(guān)管控制芯片采用STM32F103C8。實(shí)驗(yàn)所得波形如圖13～圖20 所示。

圖13 為變換器的輸入電壓Vin和輸入電流iin的波形。由圖13 可知，變換器輸入電壓Vin為20 V，輸入電流iin連續(xù)，其平均值為1.75 A。圖13 所示實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了變換器具備連續(xù)的輸入電流，適用于光伏發(fā)電等新能源系統(tǒng)。圖14 為變換器的輸出電壓Vo和輸出電流io的波形。由圖14 可知，輸出電壓Vo為250 V，輸出電流io為0.8 A。可知，變換器輸出功率達(dá)到了200 W。由圖13 和圖14 中的輸入電壓Vin和輸出電壓Vo可知，當(dāng)占空比D為74.2% 時(shí)，電壓增益為12.5，與理論分析值相近，但略微偏低。實(shí)驗(yàn)所得電壓增益略低于理論分析值的主要原因在于，理論分析中假定了變換器所用元件均為理想元件[12]。

圖13 輸入電壓Vin與輸入電流iin

圖14 輸出電壓Vo與輸出電流io

圖15 為開關(guān)管S1漏源極間電壓VdsS1和流過開關(guān)管S1的電流iS1的波形。圖16 為開關(guān)管S2漏源極間電壓VdsS2和流過開關(guān)管S2的電流iS2的波形。由圖15 和圖16 可知，當(dāng)工作頻率fS為40 kHz，占空比D為74.2% 時(shí)，開關(guān)管S1與S2兩端的電壓應(yīng)力相等，均為77.5 V。且由電壓VdsS1和電壓VdsS2的波形可知，開關(guān)管S1與S2兩端在工作過程中無明顯尖峰電壓出現(xiàn)，因此電路中無需加入鉗位電路。上述實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析一致，證明了理論分析的正確性。

圖15 開關(guān)管S1漏源極間電壓與電流

圖16 開關(guān)管S2漏源極間電壓與電流

圖17 至圖20 分別為電感L1、L2及L3兩端的電壓波形和流過電感的電流波形。由圖17、圖18 和圖19 可知，當(dāng)開關(guān)管S1和S2導(dǎo)通時(shí)，電感L1的電流iL1和電感L2的電流iL2線性上升，電感L1與電感L2兩端電壓相等，均為20 V。當(dāng)開關(guān)管S1和S2截止時(shí)，電感L1的電流iL1和電感L2的電流iL2線性下降，電感L1與電感L2兩端電壓相等，均為-57 V。由圖20 可知，當(dāng)開關(guān)管S1和S2導(dǎo)通時(shí)，電感L3的電流iL3線性上升，電感L3兩端電壓為40 V。當(dāng)開關(guān)管S1和S2截止時(shí)，電感L3的電流iL3線性下降，電感L3兩端電壓為-115 V。上述實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析一致，證明了理論分析的正確性。

圖17 電感L1電流與電感L2電流

圖18 電感L1電流與電壓

圖19 電感L2電流與電壓

圖20 電感L3電流與電壓

5 結(jié)束語

本文提出了一種基于SEPIC 結(jié)構(gòu)的非耦合電感高增益變換器，并對(duì)變換器CCM 和DCM 兩種工作模式進(jìn)行了理論分析。在CCM 下，將本文提出的變換器與結(jié)構(gòu)相近的變換器進(jìn)行了對(duì)比與分析。由對(duì)比分析結(jié)果可知，本文提出的變換器具有較高的電壓增益，并具有較小的開關(guān)管電壓應(yīng)力和二極管電壓應(yīng)力。本文提出的變換器基于SEPIC 結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)，在其基礎(chǔ)上增加了四個(gè)元件，因此電路仍然具有較為簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)及較少的元器件總數(shù)。本文提出的變換器未采用變壓器或耦合電感來提高電壓增益，因此具有較小的體積及較小的電壓應(yīng)力。由于開關(guān)管的電壓應(yīng)力較小，使得電路中可以采用導(dǎo)通電阻較小的開關(guān)管，有利于降低系統(tǒng)的功耗[13]。由實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證可知，本文提出的變換器在具有較高電壓增益及較低電壓應(yīng)力的同時(shí)，又具連續(xù)的輸入電流，因此非常適用于光伏發(fā)電等新能源系統(tǒng)。