一種新型的雙開關高增益變換器

過 亮

(國電南瑞科技股份有限公司，江蘇 南京 210061)

近年來，傳統化石燃料的大量使用造成全球氣候與環境等一系列負面問題；同時，人類需求與日俱增，傳統化石燃料面臨資源匱乏，因此能源與環境問題日益受到社會的關注。可再生能源的開發與利用成為當前研究的重點內容，并逐漸滲入到能源利用的各個領域中。可再生能源中，光伏電池[1-3]作為一種清潔能源，具有易獲取、經濟環保、可再生等優點，被廣泛應用到光伏發電中。然而，光伏電池存在輸出電壓較低、不穩定的缺點，需要一種實現高增益、高效電能變換的直流升壓變換器將光伏電池電壓提升到所需的直流母線電壓。

在隔離型變換器中，通過增加匝數比可實現電壓的高增益。而隨著匝數比的增加，變換器的耦合系數[4]降低以及漏感增大，造成輸入電流的脈動以及效率的降低。同時，輸出電壓的增大造成二次側的二極管電壓應力高以及反向恢復問題。在非隔離型變換器中，傳統的直流升壓變換器[5]由于電感與電容的串聯電阻以及開關管的寄生參數的影響使得變換器無法實現高電壓增益來滿足實際需求。利用開關電容作為電壓源也可以實現電壓高增益，但是隨著開關電容[6-7]個數的增加，增加了實現成本，降低了效率。一種基于無源開關電感的混合型電源轉換器可以實現電壓高增益[8]，但是需要額外的電感和二極管，這些額外的元件導致效率的降低。采用輸出串聯的形式實現電壓的疊加從而實現電壓增益，但是該變換器需要較大的電容來降低輸出電壓的紋波。為了降低開關器件的應力，可采用三電平Boost 升壓變換器[9]，其開關管應力為輸出電壓的一半，減小了開關損耗，從而提高變換器的效率，但是該變換器電壓增益通常小于10，同時電路擴展困難，限制了其應用范圍。一種通過對Zeta 變換器和?uk 變換器[10-11]增加電壓增益單元來實現電壓高增益的變換器，與傳統的升降壓DC/DC 變換器相比，其開關管只有一個，減少了該變換器驅動和控制的復雜度。然而該變換器的增益幅度有限，僅為傳統升降壓變換器的電壓增益的兩倍。采用變換器級聯方式[12-13]可實現高電壓增益，然而隨著開關管數量的增多，控制回路會變得復雜。采用級聯的單開關DC/DC 升降壓變換器[14]可提高電壓增益，雖然該變換器的電壓增益為傳統升降壓變換器電壓增益的平方，但是當輸出電壓較高時，開關管的電壓應力也較大，以及電路拓撲不易擴展，電壓增益有限。

本文提出了一種基于開關電容的雙開關高增益變換器，其基本思路為：利用同步PWM 波形控制兩個開關管的通斷，將電感L1儲存的電能通過電容C1間接傳遞給電感L2和電容C3，從而提升變換器的電壓增益。開關電容的引入，一方面提升了電壓增益，另一方面降低了開關管電壓應力，同時該變換器的輸入側兩電感實現了對輸入電流的分流，有利于減小電感電流，提高功率密度。

1 拓撲結構及工作原理

1.1 拓撲結構

圖1 為雙開關高增益變換器。文中提出的新型雙開關高增益變換器的拓撲結構如圖1(b)所示。新型雙開關高增益變換器增加了一個電容和二極管，利用其開關特性，組成一個開關電容。當開關管閉合時，開關電容進行充電；當開關管斷開時，開關電容進行放電。與圖1(a)變換器的源拓撲相比，在相同的占空比條件下，圖1(b)電壓增益更高；同時減小了開關管的電壓應力，使開關管的電壓應力遠小于輸出電壓，而圖1(a)中的源拓撲的開關管的電壓應力等于輸出電壓，開關管容易損壞。新型雙開關變換器的輸入側采用兩個電感對輸入電流進行分流，與圖1(a)源拓撲相比，減小了電感損耗。電感L2為級聯的第二級，根據理論分析流過電感L2的電流較小。

圖1 雙開關高增益變換器

為了簡化分析過程，對該變換器在工作模態中均做出以下假設：

(1)電感電流iL1和iL2始終保持連續；

(2)電容C1、C2、C3足夠大，電容電壓紋波可忽略不計；

(3)所有器件均為理想器件；

(4)開關管S1、S2采用同步控制策略。

該變換器由兩個電感L1、L2，兩個半導體開關管S1、S2，三個二極管D1、D2、D3，三個電容C1、C2、C3構成，其中電容C3被用為一個恒壓源使用。電源Vin、電感L1、電容C1、開關管S2、二極管D1構成升壓電路。當開關管關斷時，電源Vin和電感L1將儲存的能量對電容C1進行充電。電源Vin、二極管D3、電感L2、電容C1、電容C2、電容C3、負載R、開關管S1和S2構成另一升壓電路。當開關管導通時，電源Vin和電容C1為并聯的電容C3和電感L2進行充電，電感L2的電流iL2和電容C3的電壓VC3增加；當開關管關斷時，電源Vin、電感L2和電容C3通過D2對負載和電容C2提供電能，從而增大輸出電壓。該變換器將兩個電感在輸入側并聯，便于減小電感電流；開關電容C3的引入可以利用其倍壓功能來提高電壓增益，同時進一步減小功率器件的電壓應力。

1.2 工作原理

文中的兩個開關管采用同步的PWM 信號驅動，在一個開關周期內，該拓撲結構有兩種工作模態。在開關周期內，圖2 為該變換器的主要波形圖，其中ILP1和ILP2電感L1和L2的峰值電流；圖3 為該變換器的兩種工作模態中的等效電路圖。

圖2 變換器的主要波形圖

圖3 兩種工作模態的等效電路圖

1.3 工作模態

工作模態1：在此狀態中，該變換器中開關管S1和S2同時導通，導通時間為DTS，其中D為開關管的一個開關周期TS導通的百分比，如圖3(a)所示。二極管D1和D2反向截止，D3正向導通。電源對電感L1充電，電感電流iL1增加。與此同時，電源與電容C1串聯為并聯的電感L2和電容C3充電，電感電流iL2和電容電壓VC3增加，電容C1的電壓VC1下降。

工作模態2：在此狀態中，該變換器中開關管S1和S2同時斷開，關斷時間為(1-D)TS，其中(1-D)為開關管的一個開關周期TS關斷的百分比，如圖3(b)所示。二極管D1和D2正向導通，D3反向截止。電源和電感L1串聯對電容C1充電，電感電流iL1下降，電容電壓VC1增加。與此同時，電源和電感L2、電容C3串聯為負載和電容C2提供電能，電感L2的電流iL2和電容C3的電壓VC3減小。

根據伏秒平衡定理，在一個開關周期內電感電壓對時間的積分為0。因此推導可得：

式中：Vin為輸入電壓；Vo為輸出電壓。

對式(1)進一步化簡可得該變換器的直流電壓增益G為：

2 參數設計

為了驗證上述分析的正確性，對該變換器進行仿真驗證。其主要參數為：輸入電壓為Vin為40 V；輸出電壓Vo為390 V；額定功率Po為500 W；開關頻率fs為100 kHz。

2.1 電感L1、L2設計

根據圖2 中變換器的主要波形圖，可得電感電流的紋波表達式：

式中：TS為開關管電壓幅值變化的一個周期。

將式(2)帶入式(3)中可得電感L1、L2的表達式：

式中：fS為開關頻率；ΔiL1為電感L1電流的峰峰值；ΔiL2為電感電流L2的峰峰值。

選擇電感電流紋波小于電感電流平均值的20% 進行設計。將變換器的主要參數帶入(4)中可得電感的參數值，取電感L1=0.13 mH、L2=1.32 mH。

2.2 電容C1、C2、C3設計

理論分析中電容一般被視為恒壓源，但是實際中電容電壓存在一定的波動。根據圖2 中該變換器的主要波形圖，可得電容電壓的紋波表達式：

式中：ΔvC1為電容C1電壓的峰峰值；ΔvC2為電容C2電壓的峰峰值；ΔvC3為電容C3電壓的峰峰值；R為負載電阻值。

進一步化簡式(5)可得：

選擇電容電壓紋波小于電容電壓的平均值的1% 進行設計。將變換器的主要參數值帶入式(6)中可得電容的參數值，取電容C1=19.2 μF、C2=1.97 μF、C3=9.16 μF。

基于上述分析，該變換器各組件的主要參數值如表1 所示。

表1 該變換器各組件的參數值

3 性能分析與比較

3.1 電壓增益的驗證分析

基于上述對該變換器的穩態分析，設該變換器中各個組件均為理想型。根據圖2 中各組件單個周期的波形可得該變換器中各個組件的電流、電壓表達式：

電容C1、C2、C3的電壓應力分別為：

電感L1、L2的電流應力分別為

二極管D1、D2、D3的電壓應力分別為：

二極管D1、D2、D3的電流應力分別為ID2=Io；0。

開關管S1、S2的電壓應力分別為

開關管S1、S2的電流應力分別為：

3.2 性能比較

當占空比大小相同時，變換器電壓增益的對比圖如圖4所示。從圖4 可以看出基于開關電容的雙開關高增益變換器具有更高的電壓增益。

圖4 電壓增益對比圖

4 仿真與實驗驗證

4.1 仿真驗證

為驗證上述理論分析的正確性，文中通過Matlab /Simulink 對變換器進行了仿真驗證，其中各組件的參數如表1 所示。當輸入電壓為40 V，占空比為0.6 時，仿真輸出電壓約為380 V。其仿真輸出的電壓值與理論分析值大致相等，輸出電壓波形圖如圖5 所示。此時電壓增壓達到了9.5 倍，與傳統Boost 變換器相比，電壓增益得到了極大的提高。由此驗證了該變換器可以實現電壓高增益。相比于文獻[5]提出的變換器，變換器的器件總量一樣，本文提出的變換器的電壓增益更高，輸入端的電流連續，工作性能更好，而文獻[7]提出的變換器雖然減小了其變換器輸入電流的脈動性，但是控制復雜，且電壓增益較低，并且開關管承受較大的電壓應力。文獻[6,8]輸入電流紋波大，相比之下，本文所提變換器輸入電流連續，能更好地適應新能源發電領域。

圖5 輸出電壓仿真波形

圖6 為所測量的兩個電感的電流。由圖可知，電感L1的平均電流為7.8 A，電感L2的電流平均值為3.1 A，其電流紋波均小于20%。與上述變換器相比，該變換器的兩個電感在輸入電流端為并聯，減小了各自電感的電流。

圖6 RH-800電極循環穩定性分析

圖6 電感電流仿真波形

圖7為所測量的開關管S1、S2的電壓應力。由圖可知，該變換器的開關管在關斷時，其電壓應力在開關電容的作用下得到減小，均小于輸出電壓，有利于減小開關管的應力。

圖7 開關管電壓仿真波形

4.2 實驗驗證

圖8為上述理論分析構建的實驗平臺。開關管S1、S2的驅動信號一致。在實驗平臺中，電感L1、L2分別為0.13、1.32 mH，電容C1、C2、C3分別為25、15、15 μF。

圖8 樣機實物圖

圖9所示為開關管驅動電壓、電容C1電壓和輸出電壓波形，實驗結果與理論分析和仿真一致，變換器實現了高升壓比，避免了極端占空比的使用。

圖9 實驗波形

5 結論

本文提出了一種基于開關電容的雙開關電壓增益變換器，根據以上對該變換器的仿真設計與分析，該變換器不僅實現了直流電壓的高增益，輸出電壓明顯得到提高，滿足并網發電系統中直流電壓高增益要求，實現電能的高效轉換，而且實現了低電感電流值，減小了電感值大小。所給出的電路仿真驗證結果證明了理論分析的正確性。