電動汽車充電樁諧波放大效應研究

楊 杰，趙巧娥，武曉冬，楊 波

（山西大學 電力與建筑學院，太原 030013）

為了實現“碳達峰、碳中和”，改善環境污染和緩解化石能源的枯竭，我國將電動汽車發展列為了戰略發展方向。2020年11月2日，國務院辦公廳印發了《新能源汽車產業發展規劃（2021-2035年）》，勾勒了新能源行業未來15年的產業發展方向[1]。據最新數據統計，全國充電樁保有量達88.4 萬臺。但是充電樁一般采用三相不可控整流型，且充電樁在工作時會產生大量的諧波，它的大量接入會導致電網諧波污染[2-5]。目前，已有很多三相不可控整流型充電機投入使用，所以不能再從充電設施本身進一步減少諧波。為此，這些充電站中需要加入APF 來補償充電樁工作時產生的諧波。工程中，APF 一般并聯接入，然而并聯APF 在治理電壓源型負載時負載側會產生諧波放大效應[6-7]。文獻[8]通過使用電路解析法，研究并聯型APF 對電壓源諧波負載的治理效果，詳細說明了諧波電流放大效應的產生機理，并得出了4 種抑制諧波放大效應的方法。目前針對抑制諧波放大效應使用較多的方法有：①通過串聯電感來抑制諧波放大效應，但是串聯電感超過一定值時會產生基波壓降的問題[9]；②增加不可控整理脈波數或采用PWM 整流方法來抑制諧波放大效應。其中僅有充電樁整流為PWM 整流時可有效治理諧波并抑制放大，但是由于其成本高控制復雜，僅用于特殊場合[10]。因此本文針對采用并聯APF 治理三相不可控整流充電生成的諧波時產生的放大效應，從改進APF 檢測跟蹤策略以及改進APF 拓撲結構兩個方面提出抑制充電樁負載側諧波放大效應的措施。最后通過MATLAB/Simulink 建模驗證理論分析的正確性。

1 充電樁并聯APF 諧波放大效應分析

電動汽車三相不可控整流充電樁并聯APF 的結構如圖1所示。并聯APF 通過檢測諧波電流，然后生成幅值相等但相位相反的補償電流注入系統中，達到補償諧波電流的作用。

圖1 充電樁并聯APF 結構模型Fig.1 Charging pile parallel APF structure model

但是三相不可控整流型充電樁為典型的電壓源型負載，由文獻[8]可知，并聯APF 在治理電壓源型負載時，負載交流側會產生諧波放大效應，并通過理論分析得出電壓源型負載在并聯APF 前后，負載交流側的諧波電流比值為

式中：ILn為交流側電流的n 次諧波分量；為并入APF 后負載側電流；Zsn為系統側線路阻抗；ZLn為負載側等效阻抗；β 為充電樁交流側諧波電壓變化倍數；λ 為諧波補償率。

由式（1）可知，因為0＜λ＜1，并且通常情況下，非線性負載的交流側電壓變化很小，所以β＝1。所以并聯APF 前后諧波電流的比值必然大于1。即并聯APF 會使得電壓源型非線性負載產生諧波放大效應。對于電動汽車充電樁來說，系統側阻抗Zsn一般固定且較大，而負載側等效阻抗ZLn由于電動汽車充電樁是電壓源型負載直流側存在電容，因此等效阻抗ZLn很小，則ZLn/Zsn也很小。假設ZLn/Zsn=0.01，β＝1，λ＝1 時，所以并聯APF 治理充電樁前后的負載側諧波電流比值會很大，諧波放大效應嚴重。

負載諧波放大效應會產生巨大的危害。例如，它會影響充電樁的正常工作，縮短電池的使用壽命。因此，負載諧波電流放大效應是并聯APF 在充電樁中使用所需解決的關鍵問題。

2 治理諧波放大效應的措施

由式（1）可知，充電樁并聯APF 所產生的諧波放大效應與APF 補償率λ、交流側電壓變化率β、系統側阻抗Zsn和負載交流側阻抗ZLn有關。而實際上，比較容易改變的是APF 補償率λ 和負載交流側阻抗ZLn。因此，為了補償諧波并抑制諧波放大效應，可以從降低并聯APF 的補償率或者增大負載側阻抗兩個方面采取措施。本文從改進APF 檢測跟蹤策略和改進APF 拓撲結構兩個方面提出抑制充電樁負載側諧波放大效應的措施，分別通過降低諧波補償率和增大負載交流側阻抗來抑制負載交流側的諧波放大效應。

2.1 改進APF 檢測控制策略

由于電動汽車諧波主要為次諧波，其中5、7 含量最多。因此設計改進APF 檢測控制策略。針對5、7 次諧波進行補償來降低諧波補償率進而降低負載交流側諧波放大效應。改進APF 指令檢測環節如圖2所示。

圖2 改進APF 指令檢測環節Fig.2 Improved APF instruction detection link

改進ip-iq檢測，首先，通過向鎖相環（PLL，phaselocked loop）中輸入ea獲得與系統5、7 次電壓同相位的正余弦信號，將電動汽車充電樁交流側電流iLa、iLb、iLc通過Clark 變換（C32）得出iα、iβ分量，再通過Park 變換（Cαβ-pqn）得到瞬時5、7 次諧波的有功電流ip5、7和無功電流iq5、7，然后由低通濾波器（LPF，low pass filter）濾除電流中的交流部分，輸出5、7 次電流直流分量再通過反Park（Cpq-αβ）變換和反Clark 變換（C32）得出充電樁交流側諧波分量ia5、7、ib5、7、ic5、7，最后將二者相加，輸出系統的5、7 次諧波電流分量ia*、ib*、ic*。

為了實現零穩態誤差控制在控制環節采用雙準諧振控制器并聯控制，其傳遞函數分別為

式中：KR5，KR7是積分系數；ωl為基波頻率；ωc為截止頻率。

該控制環節在5、7 次諧振頻率處增益無窮大，可以實現對5、7 次頻率正弦信號的無靜差跟蹤。APF 電流控制環節如圖3所示。ik*為補償電流；iapf為APF 輸出電流；GPWM（s）為PWM 環節的傳遞函數；G0（s）為APF 的傳遞函數。通過5、7 次諧波單獨的準諧振控制器對諧波進行獨立控制，并聯比例控制Kp，保證系統在5、7 次諧波處的足夠穩定裕度，最終實現對5、7 次諧波的精確補償。

圖3 改進APF 電流控制環節Fig.3 Improve APF current control link

2.2 改進APF 拓撲結構

并入無源濾波器與有源濾波器構成并聯型HAPF（hybrid active power filter）的方式來增大負載交流側的等效阻抗。結構圖如圖4所示。

圖4 改進APF 拓撲圖Fig.4 Improved APF topology

圖中無源濾波器是由5 次和7 次串聯諧振支路構成。此時，負載交流側阻抗為

式中：1/jωL 為原負載側交流側等效阻抗。

令：

則：

因為（1-ω2C0L0）/［1-ω2C0（L0+L）］>1，所以由式（4）可知使用HAPF 后，會使得負載交流側的阻抗增大，根據式（1）可知，負載交流側阻抗增大會使得諧波的放大倍數減小。并且無源濾波器也可以濾除負載中部分諧波。其中為了使得無源濾波器的成本最低，采用最小電容法來設計無源濾波器。

3 算例

3.1 諧波放大效應仿真驗證

為了證明放大效應，在Simulink 中搭建結構圖如圖1所示的380 V（20 kW）蔚來ES6 電動汽車直流充電樁并聯APF 前后的仿真。并聯APF 的控制策略采用PWM 控制方法。主要參數：系統阻抗Ls=0.5 mH，負載交流側電感為Labc=0.15 mH，負載直流側電容為C=7 mF，充電樁等效為20 kW 的非線性負載；APF 交流側電感L=2 mH，直流側電容C=3.3 mF。由仿真結果可得并聯APF 前后系統側和負載側的諧波含量：未接入APF 時，系統側與負載側的諧波電流畸變率為27.13%；而接入APF 后，系統側的諧波電流畸變率為5.53%，負載側的諧波電流畸變率被放大為66.02%，諧波放大效應十分明顯。

3.2 改進APF 檢測控制策略

為了證明理論分析的正確性，搭建如圖2、圖3所示的APF 檢測與控制環節來抑制諧波放大效應。改進APF 檢測控制策略后系統側和負載側的諧波電流如圖5所示。補償后負載側的諧波電流放大效應得到明顯抑制，畸變率降為48.62%。但是，系統側的諧波電流畸變率增加為7.87%，由于降低了諧波補償率，使得流入系統側的諧波增大，補償效果不太理想。

圖5 改進控制策略后的諧波電流Fig.5 Harmonic current after improved control strategy

3.3 改進APF 拓撲結構

搭建如圖4所示的仿真模型。為了盡可能保證母線電壓的穩定，將無源濾波器參數設置為L5=3.8 mH，C5=100 μF，L7＝4.1 mH，C7＝45 μF；與APF 并聯構成并聯型HAPF 進行諧波補償，系統側和負載側的諧波電流如圖6所示。顯然，并聯HAPF 補償充電樁諧波時，系統側諧波電流和負載側諧波電流得到了明顯得改善。無源濾波器加入之后，會與負載側的阻抗并聯使得負載側總阻抗變大、ZLn/Zsn比值減小，從而抑制諧波的放大效應。補償后系統側電流畸變率降為4.58%。同時，負載側諧波電流的放大倍數也得到了有效的抑制，電流諧波畸變率降為了44.23%。

圖6 改進APF 拓撲結構后的諧波電流Fig.6 Harmonic current after improved APF topology

4 結語

由于使用并聯APF 補償三相不可控整流型充電樁時，會產生諧波放大效應，本文通過對特定次諧波補償的APF 檢測跟蹤策略改進和對APF 拓撲結構的改進，得出以下結論：①降低諧波補償率和增大系統負載交流側的阻抗都能抑制電動汽車充電樁負載側的諧波放大效應；②通過改進APF 檢測控制策略降低諧波補償率能有效抑制負載側諧波的放大效應，但是由于其降低了諧波補償率使得網側諧波增大；而改進APF 拓撲結構增大負載側阻抗，不僅能有效抑制充電樁負載側的諧波放大效應也能有效補償AAAA 網側諧波電流。