新型容性整流ZVZCS 三電平直流變換器?

戶毅仁，石 勇，徐卓異，黃潮金

(陜西科技大學電氣與控制工程學院，陜西 西安 710021)

高壓DC－DC 變換器是電力電子領域的研究熱點，具有很好的應用前景，例如三相功率校正電路的后級變換器、分布式電源的直流接口變換等[1]。巴西學者Pinheriro J 和Barbi I 在1992 年提出二極管鉗位三電平直流變換器[2]，該變換器采用高性能、低壓開關器件完成高壓直流變換。隨后，很多研究工作圍繞三電平直流變換器展開，包括新的電路拓撲、寬負載范圍的軟開關技術[3－6]、減小無源元件方法及新的控制策略等[7－9]。文獻[7]提出一種組合式三電平變換器，該變換器由半橋三電平變換器和全橋變換器組成，其副邊電路整流后可得到三電平電壓波形，從而減少輸出濾波器。文獻[8]電路在一次側使用一個電流應力較小的飛跨電容鉗位原邊開關器件的電壓應力，具有結構簡單、緊湊的特點，其副邊增加1 個繞組及2 個MOSFET，可有效減小輸出濾波器的體積。文獻[9]以耦合電感取代常規(guī)濾波電感，耦合電感所感應的電壓通過變壓器反射回一次側，使得原邊電流復位至零，以實現(xiàn)ZCS 關斷。在其中，飛跨電容型半橋三電平電路因其均壓、結構簡單、原邊結構緊湊等優(yōu)點，具有很好的應用前景。但該電路仍存在著一些問題，如原邊器件的電流應力分布不均衡，小占空比條件下部分開關器件承受較高的電流應力[10－11]；滯后管在輕載情況下不易實現(xiàn)軟開關等問題。因此，有必要研究新型的飛跨電容型半橋三電平電路拓撲解決上述問題。

本文提出一種新型飛跨電容型不對稱PWM 控制半橋三電平直流變換器。該變換器副邊采用容性整流結構，可在續(xù)流階段將原邊電流復位至0。該變換器具有如下優(yōu)點:飛跨電容的電流應力小于傳統(tǒng)飛跨電容型三電平變換器，所有原邊器件在寬負載范圍內可實現(xiàn)軟開關，開關管電流分布均衡，無二極管反向恢復損耗。本文首先介紹變換器的組成及原理，其次分析電路的工作特性，接著給出實驗結果，最后得出結論，實驗表明該電路工作原理正確可以正常工作。

1 電路拓撲結構

圖1 為本文所提出的新型容性整流ZVZCS 三電平直流變換器的電路拓撲。在一次側，Vin為直流母線輸入電壓。Q1、Q2、Q3、Q4為N 型MOSFET 且串聯(lián)。D1、D2、D3、D4為MOSFET 的體二極管，C1、C2、C3、C4為MOSFET 的輸出電容，不需要外接電容。Css為飛跨電容，起到鉗位作用，接在A、C兩點。Cbl為隔直電容，接在Q2、Q3之間的B點，除了電流復位外，它還在負半周期時，為電路提供能量。正常工作時，Cbl隨著Q1、Q2、Q3、Q4開通/關斷進行充放電。該電路Q1、Q3的導通時間相同，Q2、Q4的導通時間相同，充放電電流大小相同，因此Cbl的電壓穩(wěn)定在Vin/2。Lp是變壓器漏感。在二次側，D5、D6、D7、D8是整流二極管。由于本文所提出的電路拓撲采用電容濾波器，負載Ro只與Co并聯(lián)。

圖1 新型容性整流ZVZCS 三電平直流變換器

2 工作原理

圖2 為該變換器的關鍵波形圖，vQ1、vQ2、vQ3、vQ4為原邊開關器件的驅動波形；vp為變壓器原邊電壓波形；vs為變壓器副邊電壓波形；ip為原邊電壓波形；vCbl為隔直電容電壓波形；vCss為飛跨電容電壓波形；iin是輸入電流波形；iD5為整流二極管電流波形。該電路拓撲一個周期模態(tài)如圖3 所示。在討論之前，假設所有功率器件為理想元器件，忽略驅動電壓上升時間；一次側開關管的壓降和關斷時的漏電流。

圖2 關鍵波形圖

圖3 一個開關周期的模態(tài)圖

模態(tài)1[t0之前] Q1和Q2導通，母線輸入電壓通過變壓器給負載穩(wěn)定供電，D5和D6導通。ip線性增長，在t0時刻，ip增長至最大ipmax，ip的增長速率為:

與此同時，ip給隔直電容Cbl充電，在t0時刻時，Cbl的電壓為vCbl(t0)。

模態(tài)2[t0－t1] 在t0時刻，Q1關斷。由于Lp的存在，ip保持之前的方向，但呈線性減小；ip給C1充電，同時通過Css給C4放電。由于有C1和C4，限制Q1的d、s兩端電壓的增長速率，使得Q1是ZVS關斷。此階段ip為:

式中:kT為變壓器變比，C1、C4的電壓依次為:

式中:I1為Δt0－1期間的有效值，近似于ipmax。在t1時刻，C1的電壓上升到Vin/2，C4的電壓下降到0。這時D4自然導通。該模態(tài)的持續(xù)時間為:

在此模態(tài)下，隔直電容Cbl繼續(xù)充電狀態(tài)，因此，vCbl大小為:

飛跨電容在此模態(tài)下流過的電流即為原邊電流ip，且時間很短，飛跨電容兩端電壓vCss大小為:

模態(tài)3[t1－t3] 在t1時刻，D4自然導通，此階段電流為:

由于沒有濾波電感作用，電流下降很快，這個模態(tài)結束時，ip等于0，這個模態(tài)的時間為:

在t2時刻，Q4實現(xiàn)ZVS 開通，由于隔直電容Cbl容值較大，可認為其電壓在這段時間內基本不變，即

Q1與Q4的死區(qū)時間Tdead一定大于Δt0－1，以保證Q1可以實現(xiàn)ZVS 關斷，Q4可以ZVS 開通，即

因此，

t3時刻，ip下降至0，此時流過Css的電流也變?yōu)?，這時vCss下降至最低，即

式中:I3為Δt1－3期間的有效值。

模態(tài)4[t3－t4]t3時刻，ip降至0，Q2可以實現(xiàn)ZCS 關斷。其持續(xù)時間為:

式中:D為有效占空比(Q1或Q3導通時間與周期之比)，T為周期時間。

模態(tài)5[t4－t5] 在t5時刻，由于漏感作用，限制了ip的變化率，從而Q3可以實現(xiàn)ZCS 導通。此模態(tài)時間與Q1與Q4的死區(qū)時間Tdead一致，即

模態(tài)6[t5－t6] 在t5時刻，Q3實現(xiàn)ZCS 導通。Q4在t2時刻已經開通，儲存在Cbl中的能量為負載供電，同時vCbl也在減小。在t6時刻電流降為反向最大－ipmax，原邊電流等于:

由于Cbl較大，vCbl仍穩(wěn)定在vCblmax不會有太大變化。其中，Δt5－6時間為:

Cbl的電壓為:

從這模態(tài)開始，電路進入負半個周期，其工作情況類似于前面描述的[t0－t5]。

3 電路特性分析

3.1 電流復位原理

如圖2 所示，t5到t11時刻為該電路的半個周期，其中:t5到t6時刻為有效占空比時間，t5到t6時刻時間為DT；t6到t11時刻為留給電流復位的時間，時間為(1/2－D)T。而從t7時刻起，D2自然導通，限制了電流流動方向，變壓器原邊電壓已降至0，副邊vs仍保持低電平狀態(tài)，由副邊反射到原邊的電壓強行拉低原邊電流，電流減小至0。電感Lp充電時間為:

電流復位時間為:

式中:ipmax為:

該電路工作在斷續(xù)狀態(tài)下的條件是電流上升時間與復位時間小于T/2。即

3.2 輸入輸出關系

實際電路的輸入輸出電壓關系與硬件布局所產生的寄生參數(shù)、元器件的壓降等都有或多或少的關系。對于理想電路，可以先忽略寄生參數(shù)、元器件的壓降對輸出的影響，當該電路在斷續(xù)狀態(tài)下運行時，根據(jù)基爾霍夫定律，半個周期內流入、流出濾波電容Co的電流是相等的，即:

由此，可推導Vo與Vin之間的關系為:

在實際電路中，考慮開關器件和二極管的管壓降、導通、關斷、開通、截止損耗，電容ESR，線路損耗等，使得輸入輸出電壓比值要比式(25)的值要高。

3.3 Q2 和Q4 的軟開關

開通時刻:Q2、Q4可以實現(xiàn)零電壓開通，由于變壓器原邊有漏感的存在，電感量足夠提供C2、C4的能量交換時所需要的能量，可以在一定范圍內實現(xiàn)零電壓開通，即

關斷時刻:該電路副邊采用的是容性整流，在斷續(xù)模式下，由副邊反射到原邊的電壓足以使電流復位到0，Q2、Q4是在原邊電流復位到0 之后才關斷，因此它們可以實現(xiàn)零電流關斷。

3.4 Q1 和Q3 的軟開關

開通時刻:Q1、Q3開通時，由于Lp的存在，限制了原邊電流的變化速率，使得ip從0 緩慢增長，因此Q1、Q3可以零電流開通。減小Q1、Q3驅動電阻，使得開關管開通變快，可以進一步降低了導通損耗。

關斷時刻:當Q1、Q3關斷時，vQ1與vQ3的變化率一部分取決于C1和C3，當C1、C3容值足夠大時，當開關關斷時，vQ1、vQ3不會發(fā)生突變，因此在開關關斷瞬間流過開關管的電流與電壓乘積幾乎忽略不計，降低開關關斷損耗。分別在Q1、Q3的d、s兩端并聯(lián)電容器可以進一步減小電壓上升速率。

3.5 副邊整流二極管反向恢復分析

本文所提出的電路拓撲采用的是容性整流，副邊沒有濾波電感的作用，若電路工作在斷續(xù)狀態(tài)下，二極管不存在反向恢復的現(xiàn)象，降低電路損耗。整流二極管兩端的電壓由輸出電壓決定，從而可降低輸出整流二極管的電壓定額，并且不需要添加正常連續(xù)模式下對整流二極管保護的RCD 吸收電路，節(jié)約電路成本。當在連續(xù)模式狀態(tài)下運行時，可以使得所有開關管均實現(xiàn)ZVS，但較高的電流變化率造成整流二極管的反向恢復和高壓振鈴，還需要增大諧振電感，減小變比，從而必須選擇耐壓高的整流二極管，外加RCD 吸收。因此，該電路拓撲應設計應用于斷續(xù)模式下。

3.6 隔直電容Cbl參數(shù)設計以及暫、穩(wěn)態(tài)分析

從第2 節(jié)模態(tài)分析可以看出:在保證正負半周期對稱的前提下，當Q1、Q2導通，Q3、Q4關斷時，B點對地電壓為Vin；當Q1、Q2關斷，Q3、Q4導通時，B點對地電壓為0；在其他狀態(tài)下，B點對地電壓都為Vin/2。即:t0～t5期間，B點對地電壓vB＝Vin/2；t5～t6期間，vB＝0；t6～t11期間，vB＝Vin/2；t11～t0期間，vB＝Vin。如圖4 所示為B點對地電壓vB波形和變壓器原邊電壓vp波形。由于vCbl＝vB－vp，可推導出vCbl基本穩(wěn)定在Vin/2。該電路原邊開關器件始終按規(guī)律動作，因此，在啟動時電路仍保持在一個動態(tài)平衡過程中，當vCbl增長至Vin/2 時，達到穩(wěn)態(tài)。

圖4 vB 與vp 電壓波形

隔直電容Cbl容值的確定，要求在輸出滿載時，隔直電容電壓變化量｜ΔvCbl｜≤1%Vin。因此，根據(jù)式(19)，及

可得:

一般開關器件輸出電容遠小于隔直電容，則上式可化簡為:

則

3.7 對比分析

表1 展示本文提出的電路拓撲與文獻[17]提出的電路拓撲關于電流應力、電壓應力、軟開關方式及情況，還有整流二極管反向恢復的對比。從表1 中可以看出，本文所提出的電路原邊開關器件的電壓應力均為Vin/2，而文獻[17]中所提出的電路Q3的電壓應力為Vin/2＋ΔvCbl/2。本文提出的電路的Q2、Q4的電流應力要小，而且軟開關更加容易實現(xiàn)，還有副邊整流二極管無反向恢復問題，缺點在于沒有濾波電感，輸出電流紋波大；Q1、Q3的電流應力也比文獻[17]的要大。

表1 比較元器件各參數(shù)

4 實驗結果及分析

圖4 為直流母線輸入200V 時實際B 點對地電壓vB波形與變壓器原邊電壓vp波形。搭建實際硬件電路如圖5 所示，該平臺選用開關器件型號為IRFP460LCPBF，整流二極管型號為PS20U300S。該變換器設計參數(shù)如表2 所示。

表2 設計參數(shù)

圖5 500 W 原理樣機

圖6 所示為直流母線輸入250 V 時實際變壓器原邊電壓和原邊電流波形。其原邊電壓高電平約為125 V，持續(xù)時間為7.5 μs，低電壓約為－125 V，持續(xù)時間為7.5 μs，原邊電流的變化率由電感量的大小決定，實際波形與理論相符。圖7 所示為直流母線輸入250 V 時實際變壓器副邊電壓和原邊電流波形。其副邊電壓高電平約為100 V，持續(xù)時間為8 μs，低電壓約為－100 V，持續(xù)時間為8 μs，從圖中可以看出電流復位是由變壓器副邊電壓導致。

圖6 變壓器原邊電壓波形和原邊電流波形

圖7 變壓器副邊電壓波形和原邊電流波形

經測量，圖6、圖7 中變壓器原、副邊電壓波形高、低電平持續(xù)時間相同，是關于零電平對稱的。而在零電平時存在振蕩，原因在于線路和變壓器在高頻狀態(tài)下的寄生參數(shù)引起。圖8 所示為直流母線輸入170 V 時實際整流二極管電壓、電流波形，沒有反向恢復的問題。圖9 為Q4的漏極和源極之間的電壓與電流以及柵極和源極之間的電壓，從圖中可以看出，Q4實現(xiàn)零電壓開通，零電流關斷。

圖8 整流二極管電流

圖9 Q4 的vds、vgs和iQ

圖10 為Q3的漏極和源極之間的電壓與電流以及柵極和源極之間的電壓，從圖中可以看出，Q3實現(xiàn)零電流開通，零電壓關斷。圖11(a)為直流母線輸入150 V 時隔直電容電壓啟動波形圖；圖11(b)為直流母線輸入150 V 時，剔除直流分量后隔直電容電壓波形圖。

圖10 Q3 的vds、vgs和iQ3

圖11 隔直電容電壓波形

圖12(a)為直流母線輸入150 V 時飛跨電容啟動電壓波形；圖12(b)為直流母線輸入150 V 時，飛跨電容電壓波形。圖13 所示的是相同輸入輸出電壓(輸入電壓:350 V，輸出電壓:159 V)情況下，不同負載的效率曲線，從圖中看出，不同負載效率都可達94%以上。由于該電路工作在斷續(xù)狀態(tài)下，電流峰值較大，電流變化率也比較大，因此選擇元器件方面應該選擇耐壓較大，電流較大的元器件。線徑也應該更寬。

圖12 飛跨電容電壓波形

圖13 效率曲線

5 結論

本文提出一種新型容性整流ZVZCS 三電平直流變換器。該電路可用于許多高輸入DC－DC 工業(yè)應用中，例如三相功率校正電路的后級變換器、微電網后級的DC－DC 變換器。通過文中分析和實驗可以得到以下結論:在斷續(xù)模式下，開關管電流分布均衡；增大了滯后管軟開關實現(xiàn)范圍；減小飛跨電容電流應力；整流二極管無反向恢復，可實現(xiàn)零電流開通。當然，斷續(xù)模式下，也存在著缺點，如開關器件電流峰值較高；EMI 差；輸出電壓與原邊漏感儲能有關系。該電路實驗輸出功率達到500 W，效率可達到94.86%，可進一步研究在大功率情況下的電路特性。