級聯H橋電力電子變壓器控制參數優化

高 尚,姚 磊,李 洋,李睿欣

(1.上海理工大學 機械工程學院,上海 200093;2.中國電力科學研究院有限公司 新能源與儲能運行控制國家重點實驗室,北京 100192)

分布式能源、儲能系統和電動汽車的日益普及，改變了原有的剛性交流配電網。為了更好地管理潮流和電能質量，業界提出了更加主動的系統來保證可靠且靈活的電力供應，例如有源配電網、能源互聯網和以電力電子為基礎的電力系統。

近年來，電力電子變壓器(Power Electronic Transformer，PET)引起了學者廣泛關注[1-4]。電力電子變壓器也被稱為固態變壓器(Solid State Transformer，SST)或智能變壓器(Smart Transformer，ST)，是未來智能電網中取代傳統電力變壓器的一種新型電力變壓器[2,5]。與傳統變壓器相比，PET具有潮流控制、無功支持、電能質量改善、故障隔離等優點[6-8]。PET由于具有良好的可控性、兼容性、良好的電能質量等特性，成為近年來電力電子領域研究熱點[9-11]。從1970年至今，學者們提出了多種針對電力電子變壓器的拓撲結構[12]。其中，級聯H橋電力電子變壓器(Cascaded H-Bridge Power Electronic Transformer，CHB-PET)的可行性得到了充分的驗證，是目前較為成熟的電力電子變壓器主功率解決方案。CHB-PET在牽引變流系統和智能電網方面具有較大的應用潛力[13-15]。

目前，有關采用比例諧振(Proportional Resonant，PR)控制器的電力電子設備的控制策略已有較多的研究[16-18]。文獻[16]針對單相光伏逆變器在比例積分(Proportional Integral，PI)控制器下存在電流環難以跟蹤電流、系統不穩定、抗干擾穩定性差等問題，提出了一種基于PR控制器與PI控制器雙并環控制策略，并利用仿真模型證明該控制策略能有效提高系統抗干擾能力以及電流跟蹤的準確性。文獻[17]分析了在弱電網的情況下PI控制和PR控制的并網逆變器控制系統的解析模型，根據并網逆變器系統穩定性分析了兩種控制方法的控制參數取值，為兩種控制在弱電網下的合理取值提供了參考。文獻[18]提出了全前饋控制與多級PR相結合的控制策略，改善系統實時性并降低了電網電壓諧波對光伏逆變器的影響，減少了交流靜態誤差，實現對特定次諧波的補償，有效減少并網電流諧波含量。目前，有關PR控制器的控制策略研究大都是基于逆變器的，本文以CHB-PET為研究對象，分析PR控制器控制參數的選取對網側電流諧波含量的影響。

本文通過分析CHB-PET的拓撲結構，利用等效法簡化CHB-PET中間隔離級環節，提出基于PR控制器電壓外環和電流內環的雙閉環控制策略。此外，本文以PR控制器的頻率特性作為控制參數的選取依據，利用所搭建的Simulink仿真模型驗證控制器諧振系數與比例系數對CHB-PET網側電流總諧波失真 (Total Harmonic Distortion，THD)的影響。

1 CHB-PET拓撲結構

圖1為CHB-PET拓撲結構。為了簡化生產、安裝與維護過程，CHB-PET采用了模塊化設計。該拓撲分為輸入級、隔離級和輸出級3個部分。其中，輸入級為多個功率模塊串聯的結構，每個臂由N個子模塊組成。子模塊的數量取決于CHB-PET的交流電壓和額定功率的大小，通常為幾個到幾十個不等。其中各模塊均為整流H橋，輸入電壓被均分到每一模塊上，從而減小每個功率模塊開關器件所承受的電壓。該部分是將交流輸入電壓轉變為直流信號，再傳輸到下一級。隔離級采用雙有源橋(Double Active Bridge，DAB)拓撲結構。該級先將直流信號變換為高頻方波，再經過高頻變壓器耦合到副邊，最后又還原為直流，以此實現電壓等級的轉換和電氣隔離。輸出級是將隔離級的直流輸出端口并聯，接入直流母線或通過電壓變換接到直流負載。圖1中A、B、C端子連接交流電網，DC+和DC-端子連接直流母線。CHB-PET可以實現交流電網和直流母線之間的雙向潮流。

圖1 CHB-PET拓撲結構Figure 1. Topological structure of CHB-PET

由于每相級聯結構相同，本文以單相CHB-PET建模。圖2是單相CHB-PET的等效拓撲結構圖。隔離級DAB高頻環節采用等效模型法被等效為一階RL電路[19]。R為隔離級的等效電阻，L為隔離級的等效電感，V1～V4為輸入級H橋的4個開關器件，C1和C2是隔離級高頻變壓器原副邊的儲能電容，ui為網側電壓，is為網側電流，uc1和uc2分別為原副邊電容上的電壓，idc為流過隔離級的等效電流，io為負載電流。

假設各相電路的參數都保持一致，以圖2所示的單相電路進行建模分析。當V1導通、V2關斷時，令開關函數S1=1；當V2導通、V1關斷時，令開關函數S1=0。同理當V3導通、V4關斷時，令開關函數S2=1；當V3關斷、V4導通時，令開關函數S2=0。因此，令總開關函數S=S1-S2，則有

(1)

根據KVL和KCL得

(2)

(3)

(4)

(5)

對以上計算式小信號線性化建模可以得到

(6)

(7)

(8)

(9)

其中，Dd為調制系數；uref_d為參考電壓；^代表小信號擾動。

圖2 單相CHB-PET等效電路圖Figure 2. Equivalent circuit diagram of single CHB-PET

2 基于PR控制器的雙閉環控制策略

為了減少網側電流諧波含量，本文采用PR控制器對系統電流瞬時值進行控制。PR調節器可實現對交流信號的實時跟蹤和調控，且能在特定頻率處提供無窮大增益，從而消除特定頻率處的諧波。PR控制器是由比例環節和廣義積分環節組成。PR控制器傳遞函數為

(10)

式中，kp為比例系數；kr為諧振系數；ω0中心頻率。

根據其傳遞函數，可繪制出PR控制器在不同比例系數和諧振參數下的頻率特性曲線，如圖3和圖4所示。諧振系數的改變主要影響系統穩態誤差，而增大比例系數可增大開環增益，提高控制精度。

在實際應用中，電網頻率通常會有小范圍的波動，這個波動范圍是可以接受的。PR控制器只改變中心頻率處的增益，且帶寬很窄，不適用于實際系統。因此，在實際工程中采用準比例諧振控制器(Quasi-Proportional Resonance，Q-PR)。Q-PR控制器的傳遞函數為式(11)所示，ωi為截止角頻率。

圖3 不同諧振系數下PR調節器頻率特性曲線Figure 3. Frequency characteristic curve of PR regulator under different resonance coefficients

圖4 不同比例系數下PR調節器頻率特性曲線Figure 4. Frequency characteristic curve of PR regulator under different proportional coefficients

(11)

本文對輸入級和隔離級采用不同的控制策略。輸入級采用傳統的電壓外環和電流內環雙閉環控制策略，目的是為了實現直流電壓穩定和網端電流跟隨網端電壓相位。隔離級采用簡單的開環控制來產生一個占空比為50%的方波，以此驅動絕緣柵雙極型晶體管(Insulate Gate Bipolar Transistor，IGBT)。圖5為系統的控制框圖，其中，Gv(s)是PI調節器，Gi(s)是PR調節器。

圖5 CHB-PET控制框圖Figure 5. Control block diagram for CHB-PET

3 仿真結果分析

本文采用MATLAB/Simulink搭建CHB-PET仿真模型，進而驗證雙閉環控制策略的可行性。圖6是單個子模塊仿真模型，且每相均是由圖6所示的5個子模塊級聯而成。圖7為單相CHB-PET的控制模型。其中，PID模塊通過參數設置為PI調節器，pr7為封裝之后的PR調節器。CHB-PET模型仿真參數如表1所示。

表1 仿真模型參數

圖6 子模塊的Simulink模型Figure 6. Simulink model of submodule

圖7 單相CHB-PET的Simulink控制模型Figure 7. Simulink control model of single-phase CHB-PE

控制器的參數變化，會對仿真結果有較大的影響。本文將對PR控制器取不同的諧振系數與比例系數時對網側電流進行FFT分析，并對比CHB-PET 網側電流的THD大小。

(a)

(b) 圖8 kp=50，kr=1 000時，網側電流波形及THD值分析(a)kp=50，kr=1 000時的網側電流波形 (b)kp=50，kr=1 000時的THD值Figure 8. The grid-side current waveform and THD value analysis when kp=50 and kr=1 000(a)Network side current waveform when kp=50 and kr=1 000 (b)THD value when kp=50 and kr=1 000

(a)

(b) 圖9 kp=50，kr=100時，網側電流波形及THD值分析(a)kp=50，kr=100時的網側電流波形 (b)kp=50，kr=100時的THD值Figure 9. The grid-side current waveform and THD value analysis when kp=50 and kr=100(a)Network side current waveform when kp=50 and kr=100 (b)THD value when kp=50 and kr=100

圖8和圖9為不同諧振參數下，網側電流的THD值。在PR控制器比例系數kp=50保持不變的情況下，kr=1 000時，網側電流THD值為3.24%；kr=100時，網側電流THD值為3.20%。由此可知，諧振參數的改變對網側電流THD的影響較小。

(a)

(b) 圖10 kp=25，kr=100時，網側電流波形及THD值分析(a)kp=25，kr=100時的網側電流波形 (b)kp=25，kr=100時的THD值Figure 10. The grid-side current waveform and THD value analysis when kp=25 and kr=100(a)Network side current waveform when kp=25 and kr=100 (b)THD value when kp=25 and kr=100

分析圖8～圖10可知，在PR控制器諧振系數保持不變的情況下，改變比例系數，對網側電流THD影響相對較大。當kr=100且kp=50時，網側電流THD為3.20%；當kr=100且kp=25時，網側電流THD降為2.54%。相比于諧振系數，比例系數對于網側電流THD的靈敏度更高。

4 結束語

本文針對CHB-PET網側電流的諧波問題，提出了基于PR調節器的電流內環和電壓外環的雙閉環控制策略。PR調節器不僅實現了對交流信號的實時跟蹤和調控，且在中心頻率處可提供無窮大的增益，進而消除中心頻率處的諧波。根據MATLAB/Simulink仿真結果可知，相比于諧振系數，比例系數對網側電流THD值的影響更為顯著。改變調節器參數雖然能有效地降低網側電流整體的諧波含量，但5、7、11、13次諧波依然較高，今后將針對濾除這幾次諧波展開相應的研究。