UHF RFID 芯片內(nèi)置低誤差低調(diào)制深度ASK 解調(diào)器

李青龍,徐 勇,李 嶠,彭 堃,張 顯

(陸軍工程大學(xué)通信工程學(xué)院,江蘇 南京 210007)

射頻識別(Radio Frequency Identification,RFID)技術(shù)依靠無線電波在讀寫器與標(biāo)簽芯片間實(shí)現(xiàn)非接觸式數(shù)據(jù)交換和目標(biāo)識別。超高頻段(UHF,300 MHz～3 GHz)射頻系統(tǒng)具有識別距離遠(yuǎn)、傳輸速度快、安全穩(wěn)定等特點(diǎn),廣泛應(yīng)用于交通運(yùn)輸、物品管理和安全控制等各領(lǐng)域[1-2]。目前UHF RFID 系統(tǒng)的國際主流標(biāo)準(zhǔn)和國家標(biāo)準(zhǔn)分別是ISO/IEC 18000-6C 和GB/T 29768-2013,綜合兩標(biāo)準(zhǔn)可知系統(tǒng)前向鏈路信號是經(jīng)振幅鍵控(ASK)調(diào)制并以30%～100%為調(diào)制深度的已調(diào)波,其基帶信號頻率為40～160 kHz[3]。

將接收到的射頻信號解調(diào)成基帶信號是標(biāo)簽芯片的首要工作,因此信號解調(diào)的準(zhǔn)確與否極其關(guān)鍵。標(biāo)簽芯片ASK 信號解調(diào)的一般步驟是先提取包絡(luò),再進(jìn)行比較判別。包絡(luò)檢波器可分為無源和有源兩種:文獻(xiàn)[4-5]中的檢波電路為典型的無源檢波器,該電路適用于低功耗場景;文獻(xiàn)[6-7]采用有源檢波結(jié)構(gòu),通過電壓補(bǔ)償減小了MOS 管閾值對解調(diào)的影響。比較參考值的產(chǎn)生也具有多種方式:文獻(xiàn)[5]通過RC 低通濾波來獲得參考電壓;文獻(xiàn)[8]將RC 低通濾波器中的電阻改由二極管連接的MOS 管來實(shí)現(xiàn);文獻(xiàn)[9]提出了一種無二極管無電阻的參考電平產(chǎn)生電路;文獻(xiàn)[6]提出的峰值檢測器克服了傳統(tǒng)低通濾波器的局限,產(chǎn)生的參考值可準(zhǔn)確跟蹤射頻信號電平。

針對UHF RFID 標(biāo)簽芯片無源且接收的信號能量變化的特點(diǎn),本文設(shè)計的解調(diào)器采用了不接入工作電源,即不消耗電源功率的無源包絡(luò)檢波和限幅電路,同時采用了基于峰值和谷值檢測的參考電壓產(chǎn)生器,能處理幅值大范圍變化和多種調(diào)制深度、多種信號速率的射頻信號,其性能滿足ISO/IEC 18000-6C 和GB/T 29768-2013 協(xié)議要求。

1 UHF RFID 信號解調(diào)器設(shè)計

本文設(shè)計的UHF RFID 信號解調(diào)器原理如圖1 所示。經(jīng)振幅鍵控(ASK)調(diào)制過的射頻信號RFIN經(jīng)天線端接收之后,被送入包絡(luò)檢波電路提取出已調(diào)信號的包絡(luò)VE;限幅電路避免大包絡(luò)信號造成電路異常;限幅電壓VL一路接至遲滯比較器,另一路送至均值產(chǎn)生器以生成比較參考值VA;比較器對VL與VA進(jìn)行比較以確定出數(shù)字信號

圖1 UHF RFID 信號解調(diào)器原理Fig.1 Principle of UHF RFID signal demodulator

1.1 包絡(luò)檢波電路

倍壓整流加低通濾波電路可提取出ASK 信號的包絡(luò),如圖2 所示的檢波電路不僅結(jié)構(gòu)簡單,而且不需要額外提供電源,即不消耗電源功率,適合在無源標(biāo)簽芯片中使用。

圖2 倍壓整流加低通濾波電路Fig.2 Voltage doubler rectifier plus low-pass filter circuit

圖2 中D1 和D2 一般采用肖特基二極管,由于現(xiàn)有CMOS 工藝實(shí)現(xiàn)肖特基二極管較難,將MOS 管的漏源極短接是一種極佳的二極管替換方式,本文采用的改進(jìn)型包絡(luò)檢波電路如圖3 所示[4,9]。

圖3 包絡(luò)檢波電路Fig.3 Envelope detection circuit

圖3 中,電容C1、C2和MOS 管M1、M2 構(gòu)成一級倍壓整流電路[11]。當(dāng)輸入電壓RFIN位于負(fù)半周且小于MOS 管的閾值電壓VTH,即RFIN<-VTH時,電荷由地經(jīng)導(dǎo)通的M2 為C1充電,電容電壓在RFIN的負(fù)峰值-VM處將達(dá)到VC1=-VM+VTH;RFIN>-VTH時,M2 截止,同時尚未導(dǎo)通的M1 使得C1上的電荷守恒,VC1維持不變;當(dāng)RFIN>VTH時,電荷經(jīng)導(dǎo)通的M1 開始對C2充電,在RFIN達(dá)到正峰值VM時,C2的理想電壓值為:

RFIN從正峰值下降至RFIN

圖4 給出了包絡(luò)檢波電路的仿真輸出VE。由圖4可知,無源無功耗的倍壓整流加低通濾波結(jié)構(gòu)成功地提取出了射頻信號的外包絡(luò)。

圖4 檢波電路仿真結(jié)果Fig.4 Simulation results of detector

1.2 限幅電路

近場時標(biāo)簽接收的能量較大,限幅電路可避免大幅值VE造成后級電路異常。如圖5 所示,整個限幅電路沒有接入工作電源,無能源消耗。二極管連接的NMOS 管M1～M4 串聯(lián)組成電壓檢測通道,電阻R1、R2和NMOS 管M5、M6 形成電荷泄流通路,電容C1和C2分別穩(wěn)定M5 和M6 的柵電位[10]。

圖5 限幅電路Fig.5 Limiter circuit

較低的VE經(jīng)M1 分壓后可使M5 的柵源電壓VGS5小于其閾值電壓VTH5,從而VGS6必然小于VTH6,M5 和M6 均截止,輸出電壓VL等于輸入電壓VE。

當(dāng)VGS5>VTH5且VGS6

VE上升使VGS6>VTH6后,M5 與M6 均導(dǎo)通,輸出為:

圖6 給出了限幅電路的仿真結(jié)果。在0～1.5 V 輸入范圍內(nèi),輸出電壓VOUT基本等于輸入電壓VIN;在1.5～8 V 輸入范圍內(nèi),輸出電壓VOUT限制在1.8 V。

圖6 限幅電路仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results of limiter

1.3 均值產(chǎn)生器

標(biāo)簽接收能量的大小使得VL具有不同的高電平,而信號的多種調(diào)制深度導(dǎo)致VL具有不同的低電平,某種情況下的低電平可能會超過另一種情況的高電平。參考電壓應(yīng)根據(jù)VL的高低電平動態(tài)確定,基于峰值VPEAK和谷值VVALL檢測的均值產(chǎn)生器很好地滿足了該要求,其電路結(jié)構(gòu)如圖7 所示[12]。

圖7 均值產(chǎn)生器電路Fig.7 Average generator circuit

運(yùn)算放大器OPA1 和OPA2 可由深度負(fù)反饋環(huán)路形成電壓跟隨器,運(yùn)算放大器電路結(jié)構(gòu)可參考文獻(xiàn)[13-14],本文不再詳述。OPA1、PMOS 管M1 和電容C1共同構(gòu)成包絡(luò)峰值VPEAK檢測通道,而NMOS管M3 可調(diào)節(jié)通路電流量;OPA2、NMOS 管M2 和電容C2一起組成包絡(luò)谷值VVALL檢測通道;等值電阻R1和R2對峰值和谷值分壓,以確定出平均值電壓VA,于是有:

假定電容C1、C2和C3在初始時刻均為零電壓。輸入端VL為高電平時,由反相端電壓大于同相端可知OPA1 和OPA2 都輸出低電平,M1 導(dǎo)通而M2 截止,VDD經(jīng)過M1、M3 為C1、C2和C3充電。電壓跟隨器OPA1 使得C1的電壓VPEAK約等于輸入電壓VL,截止的M2 斷開了OPA2 的負(fù)反饋環(huán)路,C2的電壓VVALL不會隨VL變化。大阻值的等電阻R1、R2使得C2的充電時常數(shù)大,VVALL上升平緩。由KVL 定理可知,此時C3的電壓VA符合式(4)。

當(dāng)VL由高電平轉(zhuǎn)換為低電平后,VPEAK大于VL,運(yùn)放OPA1 輸出高電平使M1 截止,斷開的負(fù)反饋環(huán)使VPEAK不再隨VL變化。此時VVALL同樣大于VL,OPA2 輸出高電平使M2 導(dǎo)通,C1、C2和C3經(jīng)過M2放電,遠(yuǎn)大于信號周期的放電時常數(shù)使得VPEAK和VA下降較緩,而較小的C2放電時常數(shù)使得VVALL快速回歸至低電平,且電壓跟隨器OPA2 使VVALL保持在低電平。同樣由R1與R2等值可知VA滿足式(4)。

均值產(chǎn)生器的仿真結(jié)果如圖8 所示。實(shí)際生成的均值參考電壓VA(實(shí)線)位于VL(虛線)高低電平之間,為比較器的正確判別提供了較為理想的參考值。

圖8 均值產(chǎn)生器仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of average generator

1.4 遲滯比較器

含有紋波的電壓輸入到普通單門限比較器會在輸出端產(chǎn)生來回抖動,遲滯比較器具有抑制幅度在回差ΔV范圍內(nèi)的噪聲的能力。

圖9 所示的遲滯比較器為兩級放大器后接兩級反相器結(jié)構(gòu),比較器的遲滯特性是由M5 和M7 的柵漏極所構(gòu)成的正反饋路徑實(shí)現(xiàn)[15]。現(xiàn)將VA接地,時使M1、M2 的柵源電壓M2 導(dǎo)通,M1 截止。M2 的導(dǎo)通使M7、M8 導(dǎo)通,而M1 的截止使M5、M6 截止并使M7 處于深度線性區(qū),M9、M2和M8 的漏源電流I9、I2和I8形成關(guān)系為:I9=I2=I8。此時M3 截止但M4 導(dǎo)通,比較器輸出低電平。

圖9 遲滯比較器電路Fig.9 Hysteresis comparator circuit

比例電流源M7-M8 的最終作用是使:

式中:(W/L)7、(W/L)8分別為MOS 管M7、M8 的導(dǎo)電溝道寬長比。

VL由低向高上升將使M1 逐漸脫離截止?fàn)顟B(tài),I1逐步增加到比例值I7時,比較器的輸出電平由低向高翻轉(zhuǎn)。因此I1=I7時刻的差分輸入為正向轉(zhuǎn)折點(diǎn),即上門限電壓V+,于是:

由I1=I7,I2=I8,I9=I1+I2,并結(jié)合式(5)有:

由式(6)～(8)并結(jié)合PMOS 管飽和區(qū)電流公式可得:

式中:μP為PMOS 管的表面電子遷移率;COX為單位面積柵電容[14]。

同理可推得下門限電壓為:

電路偏置電流I9由比例電流源M9 提供。由上述分析可知在M1(M2)的寬長比已定的情況下,改變M5、M6、M7 和M8 的寬長比可調(diào)節(jié)上下門限電壓和遲滯回差大小。圖10 給出了比較器遲滯響應(yīng)的仿真結(jié)果,本電路設(shè)定的回差ΔV為20 mV。

圖10 比較器遲滯響應(yīng)Fig.10 Hysteresis response of comparator

2 版圖繪制

分別將每個子電路、放大器布置成單獨(dú)的版圖單元可有效減小器件間、模塊間相互干擾。各單元外圍設(shè)置兩道保護(hù)環(huán):內(nèi)側(cè)P 型保護(hù)環(huán)接地,外側(cè)N 型環(huán)接電源,內(nèi)P 外N 環(huán)形成PN 結(jié)墻體以阻止外界噪聲的入侵。各單元內(nèi)部的電容、電阻、PMOS 管和NMOS 管應(yīng)分區(qū)集中設(shè)置。電容區(qū)、電阻區(qū)和NMOS管區(qū)外圍設(shè)置接地的P 型環(huán)以保護(hù)環(huán)內(nèi)P 襯底中空穴多子不受到環(huán)外電子的注入,且NMOS 區(qū)的P 環(huán)兼做MOS 管的襯底接觸。PMOS 管區(qū)外圍應(yīng)設(shè)置接電源的N 型環(huán),既保護(hù)環(huán)內(nèi)N 阱的電子多子不被環(huán)外空穴吸收,又為PMOS 管提供了襯底連接。

比例電流源通過改變各MOS 管寬長比來控制各支路電流大小,為獲得準(zhǔn)確的比例電流,電流源各MOS管的版圖應(yīng)采用叉指結(jié)構(gòu),如遲滯比較器的M5-M6、M7-M8、M9-M10 和M11-M12。遲滯比較器的差分輸入管M1-M2 和M3-M4 對信號極為敏感,需采用二維共質(zhì)心陣列形式的交叉耦合對版圖結(jié)構(gòu),此種結(jié)構(gòu)更能滿足敏感電路版圖的一致性、對稱性、分散性、緊湊性和方向性要求[16]。

圖11 給出了用于流片的解調(diào)電路版圖,版圖尺寸為1021 μm ×117 μm。

圖11 解調(diào)電路版圖Fig.11 Layout of demodulation circuit

3 電路系統(tǒng)仿真和芯片測試

使用Cadence Spectre 對整體電路進(jìn)行前后仿真。工作電源采用1.8 V,以915 MHz 的正弦波為載波,觀察測量輸出信號并計算最大偏差。圖12 給出了三種不同幅值、調(diào)制深度和脈沖頻率的ASK 信號仿真結(jié)果。

圖12 三種ASK 信號仿真結(jié)果Fig.12 Simulation results of three ASK signals

這三種ASK 信號的仿真數(shù)據(jù)如表1 所示。計算得出最大的脈寬解調(diào)誤差僅為0.43%。

表1 三種ASK 信號仿真數(shù)據(jù)Tab.1 Simulation data of three ASK signals

ISO/IEC 18000-6C 和GB/T 29768-2013 協(xié)議分別使用PIE 和TPP 對基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼,兩種編碼都可以轉(zhuǎn)換成非歸零(NRZ)碼。任意給定三組8 位NRZ碼基帶數(shù)據(jù),用不同深度去調(diào)制載波以生成ASK 信號,以此對電路施加激勵,圖13 給出了解調(diào)器的輸出響應(yīng)。

圖13 中的仿真數(shù)據(jù)如表2 所示。由表2 可知電路準(zhǔn)確完整地解調(diào)出基帶信號。

表2 8 位隨機(jī)NRZ 碼仿真數(shù)據(jù)Tab.2 Simulation data of 8-bit random NRZ

圖13 8 位隨機(jī)NRZ 碼仿真結(jié)果Fig.13 Simulation results of 8-bit random NRZ code

基于良好的動態(tài)性能和極低的解調(diào)誤差,本文設(shè)計的解調(diào)電路應(yīng)用在了已流片的一款超低功耗標(biāo)簽芯片中,圖14 所示的顯微照片中標(biāo)示出了解調(diào)模塊在芯片中的位置。圖15 為搭建的芯片測試環(huán)境,圖16 給出了無源檢波限幅電路的測試輸出,結(jié)果表明電路運(yùn)行正常、性能良好。

圖14 芯片顯微照片F(xiàn)ig.14 Micrographs of chips

圖15 芯片測試環(huán)境Fig.15 Test environment of chip

圖16 限幅電路測試輸出Fig.16 Test output of limiting circuit

4 結(jié)論

本文設(shè)計了一種適應(yīng)多種調(diào)制深度和速率且幅值大幅變化的ASK 射頻信號解調(diào)器,已應(yīng)用于無源標(biāo)簽芯片中并成功流片。采用的倍壓和低通技術(shù)以簡單結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了無源檢波限幅,采用的均值檢測技術(shù)和正反饋技術(shù)有效提高了解調(diào)準(zhǔn)確度。電路采用TSMC 0.18 μm 標(biāo)準(zhǔn)CMOS 工藝實(shí)現(xiàn),仿真顯示最大的脈寬解調(diào)誤差僅為0.43%,對ISO/IEC 18000-6C 和GB/T 29768-2013 協(xié)議的PIE 和TPP 編碼都能準(zhǔn)確完整地處理。