LLC諧振變換器變模式-變頻混合控制策略

潘 健， 劉松林， 宋豪杰， 石 迪， 熊嘉鑫

(湖北工業大學太陽能高效利用及儲能運行控制湖北省重點實驗室，電氣與電子工程學院， 湖北 武漢 430068)

隨著電信企業、互聯網設備和移動通信技術的快速發展，數據中心、服務器電源前端轉換器的功率損耗越來越嚴重，促進了數據中心、服務器電源向高效、高功率密度、模塊化的方向發展[1-2]。LLC諧振變換器結構簡單，原邊側開關可以實現零電壓導通(ZVS)，副邊側二極管可以實現零電流關斷(ZCS)，具有高效、高功率密度等優良特性[3-4]，被廣泛應用于數據中心、服務器電源。然而，傳統頻率控制的LLC諧振變換器頻率調節范圍寬，不利于變壓器的優化設計。當開關頻率低于諧振頻率時，原邊側電路產生較大的循環電流，嚴重降低了轉換效率。

為了克服頻率控制的不足，國內外學者提出了不同的改進方法。文獻[5]提出了一種四元件LCLC諧振變換器，在勵磁電感支路上串聯一個輔助電容構成一個等效的勵磁電感，該變換器等效為勵磁電感隨頻率變化的LLC諧振變換器，通過調節勵磁電感的大小調節輸出電壓，有效降低了電路的導通損耗、關斷損耗。文獻[6]提出一種雙橋LLC諧振變換器，在全橋LLC諧振變換器的原邊側添加了一個雙向開關，構成全橋/半橋混合的諧振變換器。為了實現寬增益調節，通過PWM控制雙向開關的占空比調節諧振變換器工作在半橋或全橋的時間，有效縮小頻率調節范圍。然而，文獻[5-6]提出的改進方法均需要額外輔助元器件，增加了硬件設計成本。文獻[7]提出了一種不對稱的脈沖寬度調制控制，原邊側開關管的驅動脈沖互補但不對稱，通過調整開關管的占空比調節電壓范圍。這種控制方式縮小了頻率調節范圍，然而增益范圍受諧振網絡的限制，且電路存在直流偏置電流。

本文基于全橋LLC諧振變換器提出了一種變模式-變頻混合控制策略。為了實現寬電壓調節，通過半橋-全橋的變模式控制調節輸出電壓，而后在全橋模式下采用變頻控制擴展增益調節范圍。首先介紹了數據中心、服務器電源前端轉換器的結構和工作模式應用需求；其次描述了變模式-變頻混合控制策略；然后分析了混合控制策略下諧振變換器的工作特性；最后用MATLAB/Simulink仿真結果驗證了變模式-變頻混合控制的有效性。

1 前端轉換器結構和工作模式

1.1 兩級結構

數據中心、服務器電源前端轉換器由兩級結構構成(圖1)。前級為帶有功率因數校正電路(PFC)的AC-DC轉換電路，將電網側交流電壓轉換為400 V的直流母線電壓。為了滿足負載側電子芯片設備的電流諧波要求，PFC使功率因數趨近為1。后級為隔離型LLC諧振變換器，實現電氣隔離的同時將400 V直流母線電壓轉換為12 V的直流電壓，接入服務器負載母板向各電子負載恒壓供電。中間母線連接電容Clink將兩級電路銜接起來，具有濾波的作用。

圖 1 服務器電源前端兩級結構圖

1.2 工作模式

圖2描述了數據中心、服務器電源后級LLC諧振變換器的工作模式。一般而言，包含兩種工作模式：(1) 正常工作模式；(2) 保持工作模式。在正常工況下，當電網側故障斷電時，AC-DC電路的交流輸入電壓丟失，連接電容Clink放電為后級電路提供能量。隨著連接電容Clink持續放電，電容兩端電壓下降，諧振變換器的輸入側工作在寬電壓范圍，諧振變換器需要調節電壓增益使輸出電壓穩定在額定值，直到不間斷電源啟動，這一過程稱為保持時間過程，一般為幾十ms。為了滿足服務器電源的應用需求，在正常模式下，諧振變換器以最高效率運行；在保持時間模式下，諧振變換器調節電壓增益，維持輸出電壓的穩定。

圖 2 LLC諧振變換器的工作模式圖

2 變模式-變頻混合控制策略

全橋LLC諧振變換器的拓撲見圖3。為了實現寬電壓調節，文中研究了一種變模式-變頻混合控制策略。在正常工作模式下，諧振變換器以半橋模式工作在諧振頻率點，開關頻率等于諧振頻率，諧振變換器以最高效率運行；在保持工作模式下，諧振變換器采用變模式-變頻混合控制調節輸出電壓。

在傳統頻率控制下，全橋LLC諧振變換器的原邊側開關S1與S3互補導通，S2與S4互補導通，S1與S4的驅動脈沖一致且S2與S3的驅動脈沖一致，S1與S3之間設置一定的死區時間，S2與S4之間設置一定的死區時間。當原邊側開關管S1處于常開狀態，開關管S3處于常閉狀態，全橋LLC諧振變換器等效為半橋LLC諧振變換器。

圖 3 全橋LLC諧振變換器

D1=0,D3=1

(1)

式(1)中，D1為原邊側開關管S1的導通占空比；D3為原邊側開關管S3的導通占空比。

當諧振變換器作為全橋LLC諧振變換器工作時，諧振網絡輸入電壓的基波分量為：

(2)

當諧振變換器作為半橋LLC諧振變換器工作時，諧振網絡輸入電壓的基波分量為：

(3)

根據式(2)和式(3)，諧振變換器在全橋模式下諧振網絡輸入電壓的基頻分量是半橋模式下基頻分量的2倍，即：

vin-FHA(full)=2vin-FHA(half)

(4)

根據式(4)，在電路參數一致的情形下，全橋LLC諧振變換器的電壓增益是半橋的2倍。據此，原邊側開關管S1、S3采用占空比控制使諧振變換器由半橋模式過渡為全橋模式，諧振變換器自然可實現2倍的增益調節，變模式控制調制方式如圖4所示。

圖 4 變模式控制策略

基于變模式控制研究的調制方式如圖5所示。原邊側開關管S2、S4采用固定頻率的互補脈沖控制，占空比為50%(忽略死區時間)，開關頻率fs等于串聯諧振頻率fr；開關管S1、S3通過電壓閉環控制，S1、S3的占空比互補。其中，S1的占空比調節范圍為[0，0.5]，S3占空比的調節范圍為[0.5，1]。可以看到，諧振變換器的電壓增益受S1、S3占空比的影響，電感比值對增益幾乎沒有影響。因此，從降低關斷損耗和導通損耗的角度可以設計更大的勵磁電感，提升轉換效率。此外，變模式控制采用簡單的單電壓閉環PWM控制策略，可以簡化控制電路的設計，易于實現。

然而，在拓撲變模式控制下諧振變換器的電壓調節范圍受開關S1、S3占空比的限制。當S1、S3的占空比均為0.5時，諧振變換器由半橋模式完全轉換為全橋模式，諧振變換器的最大增益為2。在保持工作模式下，隨著中間連接電容Clink放電諧振變換器的輸入電壓持續下降，采用變頻控制進一步地調節輸出電壓，克服變模式控制的最大增益限制。

圖 5 變模式控制調制策略

3 特性分析

3.1 工作模式

當前端轉換器系統處于正常工作模式時，諧振變換器的輸入電壓Vin為400 V，原邊側開關管S2和S4以0.5的占空比互補導通，開關頻率fs恒定且等于串聯諧振頻率fr，S3常閉，S1常開。很容易理解，此時諧振變換器工作在半橋模式，諧振電感Lr與諧振電容Cr諧振工作，原邊側電路中沒有額外的環流損耗。勵磁電感Lm被輸出電壓鉗位，勵磁電流iLm以三角波變化，其峰值電流如下：

(5)

其中，iLm-pk為勵磁電感的峰值電流，n為變壓器原邊與副邊的繞組匝數比，Vo為輸出電壓，Ts為開關周期，Lm為勵磁電感。

根據式(5)，勵磁電感Lm越大，勵磁電流iLm越小，這意味著設計更大勵磁電感可以有效減小原邊側電路的導通損耗、開關關斷損耗、繞組損耗等。與此同時，原邊側開關管實現ZVS導通，副邊側整流二極管實現ZCS關斷，將諧振變換器的開關損耗降到最低，在正常工作模式下諧振變換器以最高效率運行。

當電網發生意外故障導致交流側電壓丟失，兩級電路中的連接電容Clink處于放電狀態，電容Clink兩端的電壓隨之下降，諧振變換器處于保持時間工作模式，通過變模式-變頻混合控制調節輸出電壓。在變模式階段，S2、S4的驅動脈沖與正常工作模式一樣。不同的是，S1、S3采用電壓閉環的PWM控制實現增益調節。在調節過程中，當且僅當S1的占空比等于S3的占空比，即D1=D3=0.5時，諧振變換器處于全橋模式, 采用變頻控制進一步調節輸出電壓，其工作原理與傳統的頻率控制一樣。

3.2 諧振變換器的軟開關

原邊側開關管的ZVS導通主要通過開關死區時間內諧振電流對開關管寄生電容的充放電實現，在驅動脈沖信號到來之前開關管的寄生電容充放電完成，得到ZVS條件如下：

(6)

其中，td是死區時間，CZVS是實現ZVS的開關管寄生電容之和，當且僅當寄生電容充放電完成，開關管的驅動脈沖到來，取“=”。

結合式(5)和式(6)，得到死區時間

當開關管寄生電容的充放電時間小于死區時間td，在驅動信號到來之前，開關管的漏源極電壓才能下降為0，據此可以得到

因此，勵磁電感Lm的設計需要綜合考慮軟開關條件和開關關斷損耗。在保證軟開關的條件下，設計較大的勵磁電感減小關斷損耗、導通損耗。

3.3 優化連接電容

當電網側意外故障，前級AC-DC電路的交流輸入電壓丟失，后級諧振變換器進入保持工況。負載所需的能量完全由中間連接電容Clink放電提供，假設連接電容Clink放電的能量完全轉換為諧振變換器的輸出功率，則有如下關系：

(7)

其中，Vnom是正常工況下諧振變換器的輸入電壓(400 V)，Vmin是保持工況下諧振變換器輸入側的最小工作電壓，Po是諧振變換器的輸出功率，t是保持模式的時間間隔。

根據公式(7)，得到中間連接電容Clink的設計需求，且

(8)

由式(8)可以看到，在保持工作模式下諧振變換器的最小工作電壓越小，所需要的連接電容Clink越小。在變模式-變頻混合控制策略下，諧振變換器可以實現更寬范圍的電壓調節，利于設計更小的連接電容，減小連接電容的尺寸提高功率密度，降低設計成本。

4 仿真分析

為了驗證變模式-變頻混合控制的有效性，構建MATLAB/Simulink仿真，諧振變換器的輸入電壓為150～400 V，輸出電壓為12 V，額定功率為1 kW，諧振電感為1.65 μH，諧振電容為15.32 nF，勵磁電感為16.5 μH，諧振頻率為1 MHz，死區時間為50 ns，變壓器的原邊與副邊繞組的匝數比為14.8。參考眾多研究文獻，一般根據工程經驗估算電感比值k(Lm/Lr)，k值設計范圍為3 ～ 7。在參數設計時，結合開關管的軟開關條件、保持模式下諧振變換器的增益調節能力，k設計為10，意味著設計較大的勵磁電感降低勵磁電流和諧振電流，從而降低系統的關斷損耗、傳導損耗、繞組損耗等。仿真結果如圖6、7、8所示。

圖 6 正常模式下的諧振電流與勵磁電流波形圖

圖 7 正常模式下的ZVS和ZCS波形圖

圖 8 保持工作模式測試波形圖

圖6描述了正常模式下諧振電流與勵磁電流波形，此時諧振變換器的輸入電壓為400 V。諧振電感Lr與諧振電容Cr串聯諧振工作，諧振電流iLr以正弦形式變化，勵磁電感Lm被輸出電壓鉗位不參與諧振過程，勵磁電流iLm以三角波形式變化，電路中無額外的循環電流。在變模式-變頻混合控制策略下，設計的勵磁電感大小為諧振電感的10倍，開關管的關斷電流非常小，ioff=iLm-pk=3 A，可以降低開關管的關斷損耗和電路導通損耗。從圖7可以看到，在開關管的驅動脈沖Vgs4到來之前，其漏源極電壓Vds4下降為0，開關管實現ZVS導通。與此同時，副邊側整流二極管實現ZCS關斷，無反向恢復損耗，諧振變換器以高效運行。

圖8為保持工作模式下的測試波形，當交流電壓丟失諧振變換器的輸入電壓由400 V下降至150 V的過程中，采用提出的變模式-變頻混合控制策略，諧振變換器調節輸出電壓穩定在12 V。由于諧振變換器的最小工作電壓為150 V，可以優化連接電容Clink的設計。

5 結論

為了滿足數據中心、服務器電源的高效率和寬電壓調節應用需求，提出一種變模式-變頻混合控制策略。在正常工況下，諧振變換器在半橋模式下工作在諧振頻率點， 以高效運行；在保持模式下，采用混合控制策略調節輸出電壓。該方法縮小了頻率調節范圍，可以設計較大的勵磁電感降低導通損耗和關斷損耗。文中分析了諧振變換器的工作特性，進一步地可以優化連接電容的設計，減小系統體積。最后，通過仿真驗證了變模式-變頻控制的寬電壓調節能力和諧振變換器的軟開關性能。