改進COT控制的DC-DC Buck變換器設計

2021-10-27 13:24:24魏紅兵李春艷陳紅光

通信電源技術 2021年10期

項維，魏紅兵，李春艷，陳紅光，雷磊，蔡東

（1.國網重慶市電力公司潼南供電分公司，重慶 402660；2.西華大學電氣與電子信息學院，四川成都 610039）

0 引言

開關電源因其結構簡單、功率小以及效率高的特點，廣泛應用于各種電子產品中。DC-DC變換器作為開關電源中的重要組成部分，其在不同條件下可以有不同的控制模式、調制方式以及拓撲結構等，且控制技術的選擇決定了開關電源在不同環境下的可靠性[1]。近年來，DC-DC變換器朝著高集成度、高轉換效率、高控制精度、低噪聲、小型化以及高頻化的方向發展[2]。

變換器的控制技術主要分為脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation，PWM）和脈沖頻率調制（Pulse Frequency Modulation，PFM）。恒定導通時間（Constant On-Time，COT）控制方式屬于PFM中的一種，相較于傳統PWM控制技術，其具有控制電路簡單、輕載效率高以及瞬態響應速度快的優點[3,4]。變換器包含降壓型（Buck）、升壓型（Boost）以及降-升壓型（Buck-Boost）3種，本文主要研究Buck變換器。

傳統COT架構的DC-DC Buck變換器雖然具有許多優點，但仍存在一些缺點。一方面，當輸出電容的等效串聯電阻（Equivalent Series Resistance，ESR）較小時，易出現次諧波現象，但當增大ESR時又將引起過大的功率損耗。因此，為得到較穩定的輸出電壓，同時避免過高的功率損耗，部分學者研究如何選擇合適的ESR[5,6]。另一方面，COT架構的Buck變換器要求輸出電壓低且負載突變時的瞬態響應快，對輸出電壓具有嚴格的精度要求，但是單純采用較大的輸出濾波電容會增大電路的功耗，降低其輸出性能[7,8]。

針對上述問題，本文在傳統COT控制電路的電壓瞬時輸入處采用濾波電路增大其紋波振幅，能有效實現COT控制的Buck變換器穩定工作，同時縮短其穩定所需時間，得到更為平穩的電壓輸出。

1 傳統Buck變換器介紹

傳統DC-DC Buck變換器的電路結構如圖1所示，主要包含上功率管S1、下功率管S2、儲能電感L、濾波電容C以及輸出負載R0。

圖1 Buck降壓變換器的電路結構

通過控制上下功率管的導通與關斷來實現穩定的電壓輸出。在功率管交替導通過程中，電感電流高于平均電流的部分對電容充電，使輸出電壓上升；低于平均電流的部分電容放電，使輸出電壓下降。按電感電流在每個周期是否從0開始，Buck變換器的工作模式可以分為電感電流連續工作模式（Continuous Conduction Mode，CCM）和電感電流不連續工作模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）兩種[9]。其輸出電壓U0與輸入電壓UIN的關系為：

式中，TON和TOFF分別表示功率管導通時間和關斷時間；d為占空比。表明在輸入電壓穩定的情形下，要改變輸出電壓，可以通過調整占空比d來實現，且輸出平均電壓總是小于輸入平均電壓。在CCM模式下，d表示Buck變換器的增益。

2 改進COT架構的Buck變換器原理

2.1 改進COT架構Buck工作原理

傳統Buck變換器的控制電路常采用電壓控制模式、電流控制模式以及V2控制模式。在負載變化時，電壓控制模式存在響應速度慢的缺點，電流和V2控制模式存在結構復雜且紋波電壓較大的缺點。本文采用的COT控制模式屬于PFM中的一種，相較于傳統PFM控制技術具有結構相對簡單、轉換效率高以及輸出紋波小的優點。COT架構Buck變換器的具體工作原理是將Buck變換器的輸出電壓瞬時值UOUT與參考電壓UREF進行比較，當UOUT＜UREF時，上開關管導通，比較器輸出高電平，讓UOUT停止下降并開始上升，導通定時器開始計時。當達到導通定時器預設的導通時間，比較器輸出低電平，讓UOUT停止上升并開始下降，如此循環。

改進COT架構Buck變換器的電路結構如圖2所示，為了使得電壓瞬時輸出值與參考電壓的比較更為準確，在控制模塊中還加入了濾波電路對電壓瞬時輸出值進行濾波，以得到更為精準的瞬時輸出值，使得COT控制模塊更為精準，電壓輸出平穩。濾波電路如圖3所示，采用紋波增強信號UV7通過電壓緩沖器E與反饋電壓FB疊加，修改電壓緩沖信號的增益就可以增強紋波幅度至k1U0，從而更便于其與UREF進行比較得到更為準確穩定的直流輸出。

圖2 改進COT架構的Buck變換器系統

圖3 濾波電路

2.2 元件參數計算

COT架構的Buck變換器包含連續導通和斷續導通兩種工作模式。為得到給定輸出紋波要求的電壓，需要計算濾波器中的元件參數，本文對Buck變換器連續導通模式的計算為：

由式（2）和式（3）可以看出，在COT架構的Buck變換器中，當系統頻率fs不變時，電感和電容的設計可以簡化，同時開關頻率fs與輸出電壓成正比，與輸入電壓成反比。

2.2.1 儲能電感

要使Buck變換器工作在正常模式，儲能電感的電感值L需要足夠大，但過大的L會導致電感的體積和重量增大，同時限制了能量的傳輸速度。因此采用計算變換器正常工作的臨界電感值Le，并通過留有一定裕量來確定儲能電感的實際容量L，即：

式中，T表示PWM波周期；I0為負載電流；δL表示Buck變換器預留的安全裕度。

2.2.2 濾波電容

紋波電壓的大小受到濾波電容的影響，當濾波電容很大時，輸出電壓近似于恒定，但較大的濾波電容將會導致成本與設備體積的增加。同時為盡量減小紋波，需根據紋波電壓要求來計算濾波電容的大小，使得所設計的電路既能滿足要求，又能在一定程度上控制成本與體積。計算公式為：

式中，ΔU0表示紋波電壓。

3 仿真分析

3.1 仿真實驗參數

本文使用SIMPLIS軟件進行仿真驗證，搭建的整體電路如圖4所示，包含本文提出的主電路、COT控制電路以及濾波電路。Buck變換器中，輸入電壓Uin=10 V，期望輸出電壓U0=1 V，電感L1=1.5 μH，電容C3=1.5 μF，負載R0=0.5 Ω。

圖4 改進COT控制的Buck變換器電路

3.2 仿真結果

在采用相同電路參數與相同輸入條件（輸入恒為10 V）下，利用SIMPLIS仿真軟件分別對傳統Buck變換器、傳統COT架構的Buck變換器以及本文改進COT控制的Buck變換器進行仿真分析。圖5為改進COT控制方案下的輸出，圖6和圖7為原始COT架構下和原始Buck變換器的輸出。仿真過程中發現，在相同的10 V輸入電壓下，傳統Buck變換器與傳統COT架構的Buck變換器達到穩定1 V輸出所需時間分別為173 μs和201 μs，而本文的改進COT控制的Buck變換器達到穩定1 V輸出需要159 μs，快于傳統的Buck變換器。此外，由圖5、圖6以及圖7對比可知，本文方法穩定前的震蕩更小，當輸入電壓恒定為10 V時，輸出電壓U0從3.4 V變化到1 V，并保持穩定。相較于傳統的Buck變換器，本文改進COT控制的Buck變換器能得到更為穩定的1 V輸出，其輸出最高振幅為1.000 4 V，低于傳統Buck變換器與傳統COT控制的Buck變換器的最高振幅1.009 V與1.015 V。

圖5 改進COT架構下的Buck變換器仿真結果

圖6 原始COT架構下的Buck變換器仿真結果

圖7 原始Buck變換器仿真結果

為驗證本文所設計電路在不同輸入與負載下的穩定性，分別將輸入電壓由恒定的10 V改變為10～15 V的跳變電壓，將恒定的500 mΩ負載改變為500 mΩ和334 mΩ的變動負載，進行仿真分析。由圖8和圖9可知，在跳變的輸入電壓與變化的負載下，本文改進COT架構的Buck變換器均能得到穩定的1 V輸出，適應不同的輸入電壓與負載，具有較好的穩定性。