一種高性能帶有幅度測量的CMOS 電壓控制振蕩器的設計*

蔣行舟，張國琴，閆樹斌，吳秀山*

(1.龍游澤龍電力工程有限公司,龍游 324400；2.浙江水利水電學院,浙江 杭州 310018)

在無線收發機的設計中,CMOS 全集成電感電容壓控振蕩器(LC-VCO),一直是學術界和工業界重點研究的射頻單元電路[1]。電壓控制振蕩器最重要的設計指標有低相位噪聲、低功耗及寬調諧范圍等[2]。設計了一種高性能的擁有開關電容陣列的LC-VCO,其通過電平選通信號實現頻率調諧范圍和靈敏度的控制,實現了寬的頻率調諧范圍和高線性的控制靈敏度,并且為判斷振蕩電路能否正常工作,設計了一種高頻振蕩信號幅度測量電路。

1 系統結構及工作原理

設計的LC_VCO 的整體結構如圖1 所示,包括LC 諧振電路、開關電容陣列和振蕩信號幅度測量電路。LC 諧振電路采用PMOS 管和NMOS 管互耦對,由對稱電感L0、變容管CV及固定電容組成并聯諧振電路；諧振電路中根據外加的控制電壓Vtune控制變容管的變容范圍,從而調節LC_VCO 的控制靈敏度；開關電容陣列接收外部輸入的FTRIM＜0:3＞控制信號用以選通內部控制開關,將相應的電容陣列支路并聯至諧振電路兩端,從而調節LC 壓控振蕩器的調諧范圍；L2、C2和L3、C3組成2 個諧振在2ω0的噪聲濾波網絡以提高電路的相噪性能[3]。振蕩信號幅度測量電路用于測量振蕩的差分正弦信號的幅值[4-5]。

圖1 LC_VCO 電路結構框圖

2 開關電容陣列單元及等效電路分析

由金屬-氧化物-金屬(MIM)電容組成的開關電容陣列如圖2 所示,該電路采用一種“層疊”結構,其第4 電容陣列支路的等效電路如陰影部分所示；其接收外部輸入的4 位控制信號FTRIM＜0:3＞,用以選通電容陣列內部的MOS 開關管。

圖2 開關電容陣列結構框圖

當輸入的FTRIM＜0＞低電平時,selb＜0＞為高電平,sel＜0＞為低電平,第1 電容陣列支路中的開關管NM00與NM01斷開,NM02也斷開,使得第1 電容支路懸空,呈高阻狀態；當輸入的FTRIM＜0＞為高電平時,selb＜0＞為低電平,sel＜0＞為高電平,第一電容陣列支路中的NM00與NM01導通,使得NM02的源漏端直流電位被拉低到零點位,確保了NM02處于導通狀態,這樣Vosc＋、Vosc-之間的2 個串聯電容Cf就并聯在了諧振回路上,使得第1 支電容并聯支路起作用[7]。以此類推,FTRIM＜3＞選通第4 電容陣列支路,該電容陣列支路由8 個第1 電容陣列結構的電路“層疊”而成。由于MIM 電容Cf采用二進制權重,開關電容陣列的電容值的變化范圍為,步進為Cf/2。

理想情況下,僅考慮開關管NM00、NM01與NM02導通時的等效電阻,分別為Ron0、Ron1和Ron2,經過電路的轉換和推導可得到第一電容陣列支路的等效電路,如圖3(a)所示,圖中

圖3 開關電容陣列并聯等效電路

其中有:Ron_s0=Ron_p2·(Ron_p0＋Ron_p1)/(Ron_p0＋Ron_p1＋Ron_p2),ω0為振蕩信號頻率。該等效電阻引入的噪聲電壓功率譜密度為:

式中:k為波爾茲曼常數,T為溫度,Ctot為開關電容陣列單元的總電容。

當開關電容陣列全部導通時的等效電路如圖3(b)所示,該等效電路的品質因數Q為:

式中:n為導通的支路數,值的范圍為1～15 的自然數。由式(3)可得,該開關電容陣列的Q與陣列導通的支路數n無關,因此保證了電路的性能穩定。其次電容陣列的最小結構單元為第一電容并聯支路,容易設計,并且畫出的電路版圖易于移植,使設計的電路版圖非常容易對稱,對稱的電路版圖可以減少振蕩器的噪聲。因此該電路結構在提高電路的性能的同時,可極大地減少電路版圖設計時間[8]。

3 振蕩信號幅度測量電路

為了判斷振蕩電路能否正常工作,并且獲得振蕩信號的幅度,提出了振蕩信號幅度測量電路,如圖4 所示。電路由采用尾電流源結構的差分放大電路、偏置電壓產生電路和開關控制的傳輸門組成。LC_VCO 振蕩出的差分振蕩信號分別經隔直電容C2與C3后加入到NM2和NM3的柵極NM2和NM3的柵極處的直流偏置電壓Vbias由偏置電路產生,選擇合適的直流偏置電壓Vbias,使得差分信號的直流電平近似等于導通電壓Vth。可對電路進行瞬態分析,當NM2柵極上的信號逐步增大,而NM3柵極上的信號逐步減小時,最終使得NM2導通與NM3關斷；反之當NM2柵極上的信號逐步減小、NM3柵極上的信號逐步增大時,最終使得NM2關斷與NM3導通；最終可將NM2與NM3等效為NM2-3,其柵極上得到了一個全波整流信號。NM4管的柵漏電壓加入到開關控制的傳輸門電路,NM5與PM5、NM8與PM8組成傳輸門,NM6與PM6、NM7與PM7組成開關控制電路,當EN 為高電平時,NM4管的柵漏電壓輸出為OUT；當EN 為低電平時,OUT 懸空,輸出為高阻態。C4與R2組成片外的RC 濾波電路,從OUT 輸出電壓可以判斷電路的工作狀態和幅值,振蕩信號的最大值為Umax,則輸出的OUT 的平均值為,設計的內部偏置電壓Vbias為0.8 V。當振蕩信號的幅值從0.30 V 變化到0.55 V 時,仿真得到的輸出OUT 的平均值如圖5 所示。

圖4 振蕩信號幅值測量電路結構框圖

圖5 仿真輸出的OUT

4 測試結果及分析

對于設計的LC_VCO,采用TSMC 0.18 μm RF 1P6M CMOS 工藝進行了流片驗證,制成的芯片照片如圖6 所示,芯片面積約為1.1 mm×0.9 mm,當FTRIM＜0:3＞從1111 變為0000,Vtune從0.3 V 變為1.5 V 時測量的壓控特性曲線如圖7 所示。由于頻率與電容的非線性關系,壓控靈敏度從50 MHz/V變為94 MHz/V,相鄰兩條壓控特性曲線的中間頻差從32 MHz 變為56 MHz。

圖6 芯片照片

圖7 測量的壓控特性曲線

測量的最低頻率為2.602 GHz,最高頻率為3.375 GHz,相應測量的相位噪聲分別如圖8 和圖9所示,在2.602 GHz 時為-125.68 dBc/Hz＠1 MHz,在3.375 GHz 時為-121.25 dBc/Hz＠1 MHz。整個電路在1.8 V 供電時消耗的功耗為3.06 mW。

圖8 2.602 GHz 時測量的相位噪聲曲線

圖9 3.375 GHz 時測量的相位噪聲曲線

當最低諧振頻率時,測量振蕩信號的輸出頻譜如圖10 所示,最大功率為0.619 1 dBm；用示波器測量輸出波形,如圖11 所示,其峰峰值為681.96 mV,在50 Ω 負載上計算的功率約為0.65 dBm,用萬用表直接測量振蕩信號幅值測量電路輸出的OUT 電壓為1.022 V,與仿真結果吻合較好。

圖10 測量的輸出頻譜圖

圖11 測量的輸出波形圖

表1 給出了所的設計與已發表的LC_VCO 性能比較,可以看出,所設計的LC_VCO 各個性能指標之間進行了折中,具有更好的綜合性能。

表1 VCO 性能比較

5 總結

基于TSMC 0.18 μm CMOS 工藝設計了一種高性能的帶有開關電容陣列的LC_VCO,LC_VCO 由LC 振蕩器、開關電容陣列和振蕩信號幅度測量電路組成。根據推導開關電容陣列在全部導通時的等效電路,得到該陣列的品質因數Q與并聯支路無關,從而保證了電路的性能穩定。流片的芯片面積為1.1 mm×0.9 mm,振蕩的頻率范圍為2.602 GHz～3.375 GHz,測量的相位噪聲為在2.602 GHz 時為-125.68 dBC/Hz＠1 MHz,在3.375 GHz 時為-121.25 dBC/Hz＠1 MHz。整個電路在1.8 V 供電時消耗的功耗為3.06 mW,振蕩器的優值為-189.2 dB。測量輸出的振蕩信號的峰峰值為0.682 V,輸出的OUT 電壓為1.022 V,與仿真結果完全吻合,驗證了幅值測量電路的正確性。