串聯型Y 源逆變器*

房緒鵬，魯 瑩，丁曉康，王 璞

(1.山東科技大學,山東 青島 266590；2.國家電網菏澤供電公司,山東 菏澤 274000)

近年來,為了提高能源效率,減少環境污染,尋找高效、無污染的可再生能源,世界各國都在大力發展新能源技術。但是,現有的新能源發電技術輸出的直流電通常是不穩定的,因此需要使用逆變器將直流電能轉化為交流電能,來滿足負荷或用戶對電能質量的要求。隨著技術的不斷發展,逆變器廣泛應用于光伏發電[1]、燃料電池[2]等領域。在電能轉換應用中,阻抗源網絡是電源和負載間功率轉換的一種有效方法。彭方正[3]于2002 年提出了Z 源的概念,這種電路拓撲結構克服了很多傳統逆變器的缺點和不足。2014 年,Yam P Siwakoti 等人[4]提出了Y 源網絡拓撲,并驗證了該拓撲應用于直流變換器和逆變器中的可行性和可靠性。如圖1 所示,Y源逆變器的拓撲結構是由輸入側的Y 源阻抗網絡和三相橋式逆變器組成。Y 源阻抗網絡的基本形式包括一個無源二極管D1,一個電容器C1以及一個三繞組耦合電感(N1、N2和N3)。

圖1 YSI 拓撲結構

Y 源逆變器一般有9 種矢量狀態,額外的直通矢量狀態以及2 種零矢量和6 種有效矢量的非直通矢量狀態。因此,在穩定狀態下工作時傳統Y 源逆變器的電路可以等效成直通狀態和非直通狀態。

圖2 YSI 等效電路圖

由武保東等[5]聽述,可知電容電壓為:

傳統Y 源逆變器直流母線電壓為:

式中:K為耦合電感繞組系數,B為逆變器升壓因子。

與傳統Z 源逆變器一樣,式(2)中的分母是需要設置變化范圍的,這限制了直通占空比的大小:

傳統Y 源逆變器交流側輸出電壓為:

式中:調制系數的取值范圍為0≤M＜1-D

不同繞組系數K和占空比D下的Y 源逆變器電壓增益,如表1 所示。

表1 不同繞組系數K 和占空比D 下的Y 源逆變器電壓增益

雖然傳統Y 源逆變器具有較高的靈活性和改善電能質量等優點,但是也存在輸入電流不連續,電容器應力過大,增加電容器的成本和體積等不足。為了提高Y 源逆變器的性能,提出了一種新的Y 源逆變器。該拓撲結構是在傳統Y 源逆變器基礎上調換輸入側二極管和逆變橋的位置,同時Y 源阻抗網絡中電容器的極性也隨之反轉。串聯型Y 源逆變器不但實現了輸入側電流連續,減小了電容電壓應力和啟動沖擊電流,還保留了傳統Y 源逆變器高增益的優點。

1 電路結構及工作原理

圖3 為所提出的串聯型Y 源逆變器,該電路是由三相橋式逆變器、Y 源阻抗網絡和輸出級濾波器組成。Y 源阻抗網絡是由一個無源二極管D1,一個電容器C1以及一個三繞組耦合電感(N1,N2和N3)組成。與傳統的Y 源逆變器一樣,電路可等效為2種基本狀態,分別為直通狀態和非直通狀態。

圖3 串聯型Y 源逆變器拓撲結構

如圖4(a)是等效電路的非直通狀態,此時輸入側電源和耦合電感向電容C1充電,二極管D1處于自然導通狀態,此時輸入側的電流與負載側的電流相等。根據KVL 定理,對該電路列寫電壓方程可得:

圖4 串聯型Y 源逆變器穩態等效電路圖

式中:N1、N2、N3為三繞組耦合電感的匝數比值。

由式(6)可得非直通狀態下繞組的電感電壓為:

如圖4(b)為串聯型Y源逆變器處于直通狀態時的等效電路,此時輸入側電源經逆變橋向耦合電感充電,電容釋放能量,二極管因電容電壓處于反向截止的狀態,而輸入側的電流與這一時刻的直通電流相等。由KVL 定理可得下列公式:

根據電感的伏秒平衡原理可知:

將式(7)和式(8)代入式(9)可得:

將式(10)簡化可得:

將式(7)、式(11)代入式(5)可得:

定義式中的Q和B分別為串聯型Y 源逆變器的耦合電感繞組系數和升壓比。

通過式(12)設置分母大于零,串聯型Y 源逆變器的的變化范圍可由式(13)表示,耦合電感的繞組系數與占空比存在以下關系:

若定義串聯型Y 源逆變器的調制因子為M≤(1-D),則其逆變器的輸出交流電壓的峰值為:

可根據式(12)畫出不同繞組系數Q和占空比D下的串聯型Y 源逆變器電壓增益Gv變化情況,如圖5 所示。

圖5 不同繞組系數Q 和占空比D 下串聯型Y 源逆變器的理想電壓增益

從圖5 可知,實現高電壓增益可以通過改變繞組系數Q和占空比D,通過選擇繞組的匝數組合可改變繞組系數Q的大小,這極大地提高了阻抗源逆變器升壓能力的靈活性。由圖5 可知增加繞組系數Q,不但能使升壓能力得到提高,也提高了調制系數Mmax的上限,并改善了交流輸出側的波形。

2 電容電壓應力及啟動沖擊電流分析

由式(1)、式(11)可知繞組系數和占空比都會影響傳統Y 源逆變器電容電壓VC1和串聯型Y 源逆變器電容電壓V′C1的大小。為了比較兩者電容電壓應力的大小,設傳統Y 源逆變器和串聯型Y 源逆變器具有相同的繞組系數,即K=Q

將式(15)代入式(1)和式(11)可得:

由式(16)可知串聯型Y 源逆變器的電容電壓要小于傳統Y 源逆變器的電容電壓。假定兩者的繞組系數為n=3,電容電壓｜VC1｜和｜V′C1｜隨占空比D變化的關系如圖6 所示。

圖6 n＝3 時兩種拓撲的電容電壓應力

由圖6 可知占空比D越小,兩種拓撲的電容電壓相差越大,當占空比D趨近于極限時,兩者基本相等。但是在實際應用中,為減小開關管的損耗,延長其使用壽命,逆變器的占空比D一般運行在低范圍下,因此串聯型Y 源逆變器更具有實際應用價值。

因為傳統Y 源逆變器中存在較大的啟動沖擊電流,容易使器件的使用壽命縮短甚至會直接損壞器件。由于在串聯型Y 源逆變器中調換了逆變橋與二極管的位置,阻斷了電路啟動時電容充電回路,極大地降低了啟動沖擊電流。在逆變器中如果所帶負載為感性負載,那么逆變橋可以近似等效成電流源,這也能起到緩沖啟動電流沖擊的作用。并且,可以通過選擇合理的控制策略來緩解啟動電流的沖擊。

由于逆變橋代替了原拓撲中的二極管,輸入電流由斷續變為連續,系統的性能得到了優化,所以串聯型Y 源逆變器的應用前景更加廣闊。

3 仿真驗證

為了驗證上述理論分析的正確性,在MATLAB/Simulink 下進行仿真電路的搭建。使用表2 中的參數進行仿真,以驗證串聯型Y 源逆變器的性能。與Z 源逆變器和Y 源逆變器升壓原理相似,串聯型Y源逆變器需要利用零電壓矢量,在其PWM 調制信號中加入直通零矢量才能實現升壓效果。

表2 電路仿真參數

為了驗證所提出的逆變器的可行性,考慮了不同的情況,分別采用不同的耦合電感繞組系數Q以及直通占空比D進行仿真。

圖7(a)和圖8(a)顯示了所述逆變器的輸入電流。C1上的電壓分別如圖7(b)和圖8(b)所示,圖7(c)和圖8(c)顯示的是直流母線電壓,三相交流輸出電壓如圖7(d)和圖8(d),這與Q=3 和Q=4時的理論結果一致。由式(11)、式(12)、式(14)可知,當D=0.15,Q=3,和D=0.15,Q=4,時,理論上串聯型Y 源逆變器的電容電壓值分別為21.82 V 和45.00 V,直流母線電壓分別為72.7 V 和100.0 V,輸出電壓分別為29.1 V 和40.0 V,所提出的D=0.15逆變器的所有仿真波形如圖7 和圖8 所示。兩種情況下的波形及幅值均符合推導的表達式。仿真結果與理論分析的一致性驗證了串聯型Y 源逆變器輸入電流的連續性且具有較低電容電壓應力和較高的升壓能力。

圖7 在耦合電感繞組系數Q＝3 以及直通占空比D＝0.15 時的仿真波形圖

圖8 在耦合電感繞組系數Q＝4 以及直通占空比D＝0.15 時的仿真波形圖

4 實驗結果

為了證明其有效性,搭建硬件電路實驗來檢驗耦合電感繞組系數Q=3(N1∶N2∶N3=2∶1∶7)和直通占空比D=0.15 時的波形。實驗樣機的主電路器件參數與 Simulink 仿真模型是一致的,選用TMS320F28335 浮點型高速數字信號處理器產生串聯型Y 源逆變器控制信號。驅動電路選用IR2110驅動芯片,利用MSO-X3034A 型示波器記錄波形。

圖9 實驗樣機

由圖10 可知串聯型Y 源逆變器的輸入電流是連續的,并且沖擊電流較小。

圖10 輸入電流

如圖11 為串聯型Y 源逆變器在耦合電感系數K(Q)=3 以及直通占空比D=0.15 時的電容電壓實驗波形。由圖可知,串聯型Y 源逆變器的電容電壓為20 V,由于器件損耗和實驗誤差,其結果與理論值基本一致,驗證了串聯型Y 源逆變器具有低電容電壓應力工作特性的優勢。

如圖12 為串聯型Y 源逆變器在耦合電感系數K(Q)=3 以及直通占空比D=0.15 時的直流母線電壓實驗波形,其測量數值為68.5 V,理論值為72.7 V,考慮到功率開關管和二極管等器件損耗,可認為實驗結果與理論分析結果一致。

圖12 直流母線電壓

如圖13 是串聯型Y 源逆變器的三相交流輸出電壓實驗波形,其實驗波形峰值平均為28 V,與理論值29.08 V 基本一致,所提出電路的可行性與可靠性得到了驗證。

圖13 三相交流輸出

考慮到器件損耗等問題,該逆變器的實際輸出值與理論值存在一定的誤差,但該誤差在允許的范圍內,證明了上述分析和仿真實驗的正確性和可靠性。

5 結論

提出了一種基于Z 源逆變器和傳統Y 源逆變器的新型拓撲結構——串聯型Y 源逆變器。所提出的新型電路不僅繼承了傳統Y 源逆變器高電壓增益的優點,推導出的數學表達式和仿真結果表明,其具有輸入電流連續和低電容電壓應力的優勢,降低了整個逆變器系統的體積和成本,適合輸入電壓大范圍波動的應用場合。