微帶線T型一分四功率分配器設(shè)計

盧慧

(商丘職業(yè)技術(shù)學(xué)院,河南商丘,476100)

0 引言

功率分配器和組合器在微波放大器方面有著重要的作用。功率分配電路可以將輸入信號分成不同的自信號分量，而組合器可以將特定的相位與幅度特性的多個信號組合后輸出。隨著移動通信技術(shù)的發(fā)展，特別是移動通信的全球移動通信系統(tǒng)和個人通信系統(tǒng)等相關(guān)技術(shù)的發(fā)展，需要功能更強(qiáng)大的更復(fù)雜的微波器件。對于一般的基帶部分往往需要將微波功率進(jìn)行一分二或者一分四。不同的應(yīng)用場景中，對于功率的分配比例，以及各接收端的隔離度會有不同的要求。功率分配器有很多種，最常用的是T型功率分配器和威爾金森功率分配器。傳統(tǒng)的威爾金森功率分配器僅以一個設(shè)計頻率及其所有奇數(shù)諧波工作。威爾金森功率分配器隨之頻率的升高，波長與隔離電阻的尺寸相比擬，此時電阻的分布參數(shù)對于整個電路不能忽略。當(dāng)使用在大功率場景時，隔離電阻的功耗就會變大，整個電路的損耗就會變大，同時隔離電阻對應(yīng)的體積也會變大，對于對尺寸要求較高的場合，威爾金森功率分配器往往難以實現(xiàn)。而T型功率分配器可以克服上述的缺點(diǎn)，但是各個輸出端口之間的隔離度難以達(dá)到威爾金森功率分配器的程度。但對于輸出端口隔離度要求不是太高的情況下，T型功率分配器完全可以滿足設(shè)計要求。

在過去的幾年中，國外研究人員已經(jīng)設(shè)計出了單端至平衡功率分配器。由于它們沒有共同集成額外的帶通濾波功能，因此它們顯示出相對較窄的帶寬共模抑制以及較差的通帶選擇性和諧波抑制能力[1]–[3]。W.Feng 基于理想的180°相位逆變器的新型寬帶單端至差分模式功率分配器被構(gòu)想為實現(xiàn)更寬的頻帶共模抑制[4]。然而，缺點(diǎn)是缺乏直流隔離和同時帶通濾波功能，無法在更高效的電路中進(jìn)行多功能操作。

上述研究都是基于功率分配器在不同場合下的應(yīng)用，由此可見功率分配器是射頻及微波電路中非常重要的器件[5],[6]。本文主要研究基本的功率分配器設(shè)計過程。功率分配器的種類有很多，微帶線型的結(jié)構(gòu)成本更低[7]，在印制電路板中也更容易實現(xiàn)。同時基于結(jié)構(gòu)的對稱，這里主要研究一分四型的功率分配器。

1 理論和設(shè)計

本文設(shè)計一款一分四功率分配器[8]。為了方便情況，要求使用微帶線設(shè)計，中心頻率2GHz?；宀牧蠟镕R4，相對介電系數(shù)4.4，損耗角正切值為0.02，厚度為0.8mm。四個輸出端口等幅同相輸出，各端口阻抗50 歐姆。輸入端口在中心頻率處反射系數(shù)小于-25dB。四個輸出端口彼此的隔離度由于-10dB。

本文的設(shè)計基本結(jié)構(gòu)圖如圖1 所示。圖中設(shè)計共有12段微帶線。L1 是輸入段傳輸線，實際主要用來接入SMA 接頭。L2 是四分之一傳輸線，用來完成輸入端口阻抗與四個輸出端口阻抗的匹配，此時L2 對應(yīng)的阻抗為25 歐姆。根據(jù)微帶線計算結(jié)果可得，L2 段的長度和寬度分別為19.59mm 和4.15mm。L3 和L4 段等效于一分二的傳輸線，此兩段對應(yīng)長度為半波長，其阻抗為25 歐姆。故而此兩段寬度和L2 一致，長度為L2的兩倍。剩下的L5～L12 八段微帶線對應(yīng)阻抗為50 歐姆，長度為四分之一波長。其長度和寬度分別為19.59mm 和1.5mm。從圖中可以看出，一分四功率分配器結(jié)構(gòu)對稱，若端口1 接入50 歐姆信號源，其他端口都接入50 歐姆負(fù)載，各負(fù)載上會平均分配端口1 的信號能量。各個輸出端口到達(dá)輸入端口的信號路徑長度一致，故而其各輸出端口獲得的相位一致。但輸出端口相互之間的距離以及輸出端相對于輸入端距離的不同，各個端口之間的隔離度會有所不同。

圖1 一分四功率分配器基本結(jié)構(gòu)圖

為了提高信號傳輸效率和減低損耗，需要在拐角地方進(jìn)行削角處理。在L5 和L6 的拐角地方，削角總長度本文選擇1.8mm。同此拐角對稱的其他三個拐角也進(jìn)行相同的削角處理。由于L5 和L7 共同分擔(dān)了L3 的寬度。在L5 相對于L3 對應(yīng)的拐角處，其削角處理的長度選擇L5 寬度的一半。同理L7和L3 之間的拐角也做相同的削角處理。和上述拐角對應(yīng)的兩外兩個拐角也做相同處理。最后是L3、L4 相對于L2 的拐角處的削角處理。L3 和L4 共同分擔(dān)了L2 的寬度。所以這兩處拐角的削角處理長度選擇L3 或L4 寬度的一半。削角處理后的實際微帶線如圖2 所示。通過圖2 可以明顯看出削角處理的結(jié)果。削角處理的結(jié)果可以使信號更為平穩(wěn)，同時各端口的隔離性會更好。

圖2 一分四功率分配器實際尺寸

2 仿真及結(jié)果

根據(jù)上述微帶線的尺寸，在HFSS 中仿真，計算了1.5GHz到2.5GHz 的仿真結(jié)果。圖3 為端口1 的反射系數(shù)（S11）。根據(jù)圖3 的結(jié)果可以看出，在2.0GHz 到2.1GHz 之間，端口的反射系數(shù)優(yōu)于-25dB。說明在這個頻率范圍內(nèi)信號的反射能量低于1%，認(rèn)為幾乎不發(fā)生反射。也即當(dāng)輸入端口（Port1）接入50歐姆內(nèi)阻的信號源時，功率分配器可以獲得最大功率。

圖4 為各個輸出端口（Port2～Port5）相對于輸入端口（Port1）之間的插入損耗（S21，S31，S41，S51）。通過圖4 可以看出，在2.0GHz 到2.1GHz 之間，四個損耗值最大差值為0.5dB，誤差率（dB 值誤差率）小于7.5%。由此看出四個端口的輸出功率幾乎一致。雖然有些誤差，但是輸出功率的一致性很好，也即功率分配的比為1：1：1：1。各輸出端口到輸入端口的路徑距離一致，輸出功率的誤差主要來自于各個輸出端口與輸入端口之間的耦合系數(shù)不一致所帶來的。

圖5 為各個輸出端口（Port2～Port5）相對于輸入端口（Port1）之間的相移結(jié)果。通過它圖5 可以看出，在整個計算區(qū)域內(nèi)，四條相移曲線幾乎重合，也即四個端口獲得相同的相移。四個輸出端口之間沒有相對相移。不管是在2.0GHz 到2.1GHz 之間還是整個計算區(qū)間。各個端口的相移曲線近似線性，即各個端口的群相移恒定。當(dāng)輸入信號包含多頻率成分時，在輸出端不會因為群相移而產(chǎn)生信號畸變。由于信號相位只與信號傳輸距離有關(guān)，各個輸出端口到輸入端口的距離一致，故而在各個輸出端得到的相移是一致的，即輸出端口之間沒有相位差。

圖6 為四個輸出端口（Port2～Port5）之間的隔離度結(jié)果。通過圖6 可以看出隔離度的結(jié)果主要分為兩類，以圖2的Port1 為中線，在中線同一邊的兩個端口之間其隔離度要差些，中線兩邊的端口之間隔離度要好些。出現(xiàn)上述結(jié)果的原因主要是因為同一邊的兩個端口其物理尺寸更近一些，由分布參數(shù)得到的耦合性更高一些。同一類的隔離曲線幾乎重合，可以看出隔離的一致性很好。在2.0GHz 到2.1GHz 之間，各個輸出端口之間的隔離性都由于-11.4dB。

圖6 輸出端口相互之間的S 參數(shù)

3 總結(jié)

通過上述計算的結(jié)果可以看出，本文設(shè)計的微帶線T型功率分配器完全符合設(shè)計要求。輸入端和50 歐姆輸入信號可以很好的實現(xiàn)阻抗匹配。四個輸出端的輸出功率幾乎一致，輸出相位也基本一致。四個輸出端相互之間滿足較高的隔離性。本文設(shè)計的功率分配器可以滿足相關(guān)的工程要求。

本文只設(shè)計了一分四功率分配器，同時四個輸出端口等幅同相輸出。在實際工程中，可能會需要非同相或非等幅的功率分配關(guān)系。在后續(xù)研究過程中，會進(jìn)行相關(guān)的研究。