基于開關復用型子模塊的電力電子變壓器及其控制策略

張宸宇，袁宇波，袁曉冬，楊景剛，張哲，許崇福

(1.國網江蘇省電力有限公司電力科學研究院,江蘇 南京 211103；2.西安西電電力系統有限公司,陜西 西安 710065)

0 引言

電力電子變壓器(power electronic transformer,PET)，又稱固態變壓器，是一種將電力電子變流技術和基于電磁感應原理的高頻電能變換技術相結合，具有傳統工頻交流變壓器功能但不僅限于該功能的新型電力電子設備[1—2]。近年來，在珠海唐家灣、江蘇同里等國內多個示范應用工程中，PET接入直流配電系統，為光伏、充電樁、儲能等提供了直流并網接口，減少了電壓變換環節，提高了系統可靠性[3]。

目前，PET拓撲中間級中壓直流(medium voltage DC,MVDC)到低壓直流(low voltage DC,LVDC)端口之間主要采用輸入串聯輸出并聯(input series output parallel,ISOP)結構[4—6]，其核心功率單元采用雙有源橋(dual active bridge,DAB)[7—8]或者雙向諧振電路[9—10]。DAB因具有模塊化對稱結構、雙向功率傳輸、軟開關效率高等優點成為目前研究的熱點。對于DAB 變換器，最常用的調制方法是單移相(single phase shift,SPS)調制[11],DAB所有開關管的驅動信號占空比都是0.5，通過控制橋臂之間驅動信號的相對相移實現對傳輸功率的控制。

直流配電系統一般采用雙極性供電形式，系統結構形式主要分為非對稱單極結構、對稱單極結構(偽雙極)和雙極結構(真雙極)[12—13]。真雙極結構在故障工況下正、負極可單獨運行，但成本較高，適用于對可靠性要求較高的場合。目前鮮有文獻對雙極性直流配電系統中應用的PET的拓撲和控制策略進行分析和研究。文獻[13—17]基于雙極性直流配電形式提出了電壓平衡器(voltage balancer,VB)的概念，并提出了Buck/Boost型VB結構，實現了單極性配電向雙極性配電的轉化，同時解決了正負極性母線間功率不平衡的問題。將PET和VB結合起來，能夠實現單極性MVDC和雙極性LVDC端口的互聯和功率傳輸，因此具有重要的研究意義。

另一方面，開關復用技術在級聯系統中復用若干開關器件，實現了功率解耦和雙極性輸出等附加功能，減小了系統成本和體積[18—19]。由于雙極性直流配電系統的正、負母線電壓幅值相等，穩態時Buck/Boost型VB電路開關管的占空比同樣是0.5，因此DAB和VB擁有開關復用的理論可能性。

文中提出一種基于開關復用型DAB子模塊的PET拓撲及其控制策略。在傳統DAB子模塊基礎上僅增加2個電感和2個電容，組成的PET可以接入具有真雙極接線形式的直流配電系統，具有低成本和高可靠性特點。文中對提出的功率子模塊拓撲和工作原理進行了分析，同時給出了相應的控制策略。通過仿真方法驗證了所提拓撲和控制策略的有效性。

1 拓撲分析

1.1 PET及其子模塊拓撲

文中提出的PET中間級采用ISOP結構，其拓撲如圖1所示。不同子模塊的原邊電容相互串聯，接入MVDC端口；副邊電容相互并聯，接入雙極性LVDC端口。

圖1 PET中間級拓撲Fig.1 The topology of PET intermediate

第i個子模塊的拓撲如圖2所示。每個子模塊包括DAB和VB兩部分。DAB部分由原邊H橋(開關管S1—S4)、副邊H橋(開關管Q1—Q4)和高頻變壓器T(漏感Lk，匝比Np∶Ns)組成。VB部分由開關管Q1—Q4，電感LVB1和LVB2，電容CVB1和CVB2組成。由圖2可以看出，陰影部分對應的開關管Q1—Q4是DAB和VB的復用部分。iTp，iTs分別為高頻變壓器的原、副邊電流；io1，io2分別為正、負端口的輸出電流；iLVB1，iLVB2，uLVB1，uLVB2分別為電感LVB1，LVB2流過的電流和兩端電壓；iVB為2個電感電流之和；Ro1，Ro2分別為輸出正、負母線等效負載；Cin為子模塊的輸入電容，其兩端電壓為uDABin；CVB1，CVB2分別為子模塊的正、負母線輸出電容，其兩端電壓分別為uVB1，uVB2；uDABo為正、負母線兩端電壓。

圖2 子模塊拓撲Fig.2 The topology of the proposed sub-module

1.2 工作原理

文中提出的子模塊中DAB采用SPS調制方式。DAB原邊開關管S1—S4占空比固定為0.5，每個橋臂的上下管驅動信號互補。通過控制原副邊之間的移相角φ實現功率的雙向可控。

為了實現DAB副邊H橋和VB的開關復用，文中提出的子模塊DAB副邊上、下橋臂驅動信號互補，但是Q1—Q4占空比不再是固定0.5，而是通過調節占空比實現穩定正、負母線電壓。根據正、負母線負載電流之間關系的不同，結合圖3和圖4具體介紹子模塊的工作原理，其中Ts為開關周期。為便于分析，假設電路已工作于穩態，且子模塊輸入/輸出電壓滿足UDABin/UDABo=Np∶Ns。

圖3 子模塊關鍵電壓電流波形(io1

圖4 子模塊關鍵電壓電流波形(io1>io2)Fig.4 Key waveforms of the proposed sub-module (io1>io2)

模式1 ，即t0～t1段：t0時刻S1、S4導通，漏感電流流過S1和S4且線性上升；副邊Q2、Q3導通，iQ1保持為零，iQ3增大(考慮到副邊2個橋臂電流形狀相似，因此圖3中只畫出了副邊左橋臂Q1和Q3)。由于Q3導通，電感LVB1電壓為：

uLVB1(t)=-uVB2

(1)

因此電流iLVB1可以表示為：

(2)

參考圖2中電流方向，此時Q3電流為：

iQ3(t)=iTs(t)-iLVB1(t)

(3)

t1時刻iQ3達到正向最大值，圖3電流iQ3波形中黑色虛線代表正負母線負載均衡時的波形(iVB=0)。如果此時iLVB1=io2-io1>0，則電流iQ3小于負載均衡時的電流。

模式2，即t1～t2段：t1時刻Q2、Q3關閉，Q1、Q4導通，漏感電流和原邊開關S1—S4的電流保持不變。由于Q1導通，電感LVB1電壓為：

uLVB1(t)=uVB1

(4)

電流iLVB1可以表示為：

(5)

此時Q1電流為：

iQ1(t)=iLVB1(t)-iTs(t)

(6)

模式3，即t2～t3段：t2時刻S1、S4關閉，S2、S3導通。此時Q1電流同樣可表示為式(6)，在t3時刻達到最大值：

IQ1_max=iQ1(t3)=IVB+ΔIVB+ITs_max

(7)

式中：IVB為VB部分的總輸出電流；ΔIVB為電感電流iLVB1紋波大小；ITs_max為負載平衡時副邊電流最大值。

模式4，即t3～t4段：t3時刻Q1、Q4關閉，Q2、Q3導通，Q1電流轉移到Q3中。因此開關Q3的最大電流應力與Q1相等，可以表示為：

(8)

從圖3可以看出，原邊開關S1—S4的電流與傳統DAB波形一致。但是副邊開關Q1—Q4的電流應力增大。副邊右橋臂Q2、Q4的工作過程與Q1、Q3相似。當負載io1

圖4為負載io1>io2時的電壓電流波形。工作過程和原理與圖3類似，此處不再贅述。類似的此時Q1/Q2的負向電流應力增大，Q3/Q4的正向電流應力增大。由式(8)可以得到，Q1—Q4的電流應力增量ΔIadd與負載電流差值IVB和VB電感電流紋波ΔIVB有關。ΔIVB計算見式(9)。

(9)

式中：fsw為DAB開關頻率；LVB為電壓均衡電感。因穩態時占空比為0.5，電流iLVB1和iLVB2相位相差180°，總的電感電流iVB具有零紋波特性，因此VB電感的大小需要綜合考慮。

1.3 與傳統方案的比較

文中提出的PET拓撲可以接入LVDC側真雙極接線結構的直流配電系統。由于實現了開關復用，減少了系統的硬件成本。為了體現文中拓撲在成本上的優勢，從子模塊數量，IGBT、高頻變壓器、電容等主要一次元器件數量等方面將文中拓撲與傳統方案進行對比，傳統方案控制框圖見圖5，結果如表1所示。

圖5 直流配電系統的傳統方案Fig.5 Traditional solution for the bipolar DC distribution system

表1 文中拓撲與傳統方案的元件數量對比Table 1 Comparison of the number of components in the proposed topology and traditional solution

傳統方案中，PET1和PET2在MVDC側并聯，在LVDC側串聯。由于子模塊數量主要由MVDC側電壓和子模塊高壓側IGBT耐壓決定，因此傳統方案的子模塊數量是文中拓撲的2倍。從表1可以看出，在同樣電壓等級的前提下，文中拓撲一次元器件數量更少，系統成本顯著降低。

2 控制策略

2.1 低壓端口控制策略

DAB控制器實現LVDC端口電壓uLVDABo的穩壓以及直流鏈的均壓。首先建立DAB的小信號模型。以功率正向傳輸為例，穩態時單個DAB電路在1個開關周期內的傳輸功率PDAB可以表示為：

(10)

式中：nT為變壓器匝比(Np∶Ns)；Lk為漏感感量；φi為移相角。由式(10)可以得到第i個DAB的輸入電流iDABini，輸出電流iDABoi為：

(11)

對電流、電壓和移相角做小信號擾動線性化后可以得到：

(12)

式中：上標“～”代表對應物理量的小信號擾動；GCinΦ，GCVin分別為移相角φi，輸出電壓uDABo對輸入電流iDABini的傳遞函數；GCoΦ，GCVo分別為移相角φi，輸出電壓uDABo對輸出電流iDABoi的傳遞函數。由式(11)和(12)可得：

(13)

式中：Φi為移相角φi的平均值。假設單個DAB的輸出電容等于Co，LVDC端口等效負載為Ro，則有：

(14)

其中，移相角φi作為控制變量，DAB輸入電壓uDABin作為擾動量。

DAB控制如圖6所示。其中GDABPIv為電壓環PI調節器；TDAB為控制周期；iDABini為擾動量；uDABor為輸出電壓參考值。根據圖6可以得到補償后DAB輸出電壓環的開環傳遞函數為：

圖6 DAB控制框圖Fig.6 Block diagram of the DAB control

(15)

2.2 均壓控制策略

DAB控制器除了穩定輸出電壓以外，還實現直流鏈電壓的均壓。圖6中直流鏈電壓的平均值與第i個DAB輸入電壓做差，經過均壓環PI調節后得到移相角調整值Δφi，與DAB輸出電壓PI調節器輸出的共同移相角φ相減后得到第i個DAB的實際移相角φi(φi=φ-Δφi)。從圖6可以得到補償后均壓環的開環傳遞函數為：

(16)

式中：GDABPIb為均壓環PI調節器。

2.3 VB控制策略

VB控制器實現低壓側雙極性輸出電壓的均衡。VB控制如圖7所示。

圖7 VB控制框圖Fig.7 Block diagram of the VB controller

集中控制器中的電壓外環通過正母線實際電壓uVB1減去負母線實際電壓uVB2，經過PI調節后得到電感電流參考值iVBr。各子模塊電流內環實現各個子模塊VB的電流均衡。電流參考值減去實際電流iLVBi，經過PI調節后得到第i個VB單元的占空比增量ΔdVB1，i和ΔdVB2，i，在此基礎上加上穩態占空比0.5后得到變壓器副邊2個橋臂的占空比dVB1，i和dVB2，i。

由圖6和圖7可以看出，DAB控制器調節LVDC端口正、負端口電壓之和；VB控制器調節正、負端口電壓之差。兩者都可以通過簡單的PI調節器實現各自的控制目標，控制環之間相互解耦，可以根據各自的開環傳遞函數設計并選擇合適的PI系數。

文中子模塊調制策略見圖8。S1和S4驅動信號相同，S2和S3驅動信號相同，S1/S4和S2/S3相位相差π/2。原邊H橋的三角載波相位固定，調制波幅值固定為0.5，從而得到S1/S4和S2/S3驅動信號。副邊2個三角載波分別與原邊載波相移φi和φi+π/2(移相角φi由輸出電壓環和均壓環調節)，對應的調制波幅值為dVB1和dVB2(由VB控制器調節)，得到Q1和Q2的驅動信號，Q3與Q1互補，Q4與Q2互補。

圖8 VB調制策略Fig.8 Modulation strategy of the VB

3 仿真驗證

采用PLECS仿真軟件建立了基于開關復用型子模塊的電力電子變壓器仿真模型。仿真參數如表2所示。

表2 系統參數Table 2 Key parameters of the proposed system

圖9為負載io1io2時子模塊的仿真波形。

圖9 子模塊電壓電流仿真波形(io1

圖10 子模塊電壓電流仿真波形(io1>io2)Fig.10 Simulation waveforms of the sub-module (io1>io2)

由圖10可見，此時VB支路iVB1電流小于零，iQ1，iQ3的電流應力大于變壓器副邊電流iTs。

正、負母線電壓uVB1，uVB2大小相等，iLVB1和iLVB2相位相差180°，電流之和實現了零紋波。

圖11為±375 V帶不平衡負載時的仿真波形。在0.35 s前正極和負極各自帶2 MW負載；在0.35 s時，正極負載變為1 MW，負極2 MW；在0.6 s時，正極負載恢復2 MW。從圖11可以看出，基于文中提出的PET，低壓側直流母線具有真雙極特性，正極和負極可帶不平衡負載。

圖11 負載階躍時仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of the load change condition

4 結論

針對低壓直流配電網一般采用雙極性供電的特點，文中提出了一種基于開關復用子模塊的PET拓撲及其控制策略。文中提出的子模塊復用DAB副邊開關管Q1—Q4，同時實現了正負母線電壓均衡，使得PET的LVDC端口具有真雙極輸出特性，正負電壓端口可以獨立帶載。該PET具有多個電壓端口，能夠與中高壓電網及低壓電網相連，提供自身用電或組網運行，具有較高的理論應用價值和未來實用推廣價值。通過對文中拓撲和控制策略進行分析和仿真實驗驗證，可以得到以下結論：

(1)基于開關復用的子模塊適用于中壓側偽雙極性，低壓側真雙極性的應用場合；

(2)通過開關復用，節省了子模塊功率器件的數量，可以有效降低系統成本；

(3)由于副邊H橋IGBT的復用，增大了IGBT的電流應力，需要根據負載不平衡具體情況、均衡電感大小等因素綜合考慮，選擇合適的IGBT；

(4)VB控制單元與DAB控制相互解耦，可以獨立設計。

本文得到國網江蘇省電力有限公司科技項目“高性能電力電子變壓器功率模塊及其控制策略研究”資助，謹此致謝！