基于時域測量的傳導電磁干擾分離技術與實現

夏 偉,高申翔,崔 豹,顧衛紅

(中國衛星海上測控部,江蘇 江陰 214431)

0 引言

隨著電力電子設備的大量使用、現代開關器件工作頻率的升高以及輸出功率的增大,電力線傳輸系統中的傳導電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)問題不斷涌現。 因此,電磁干擾噪聲的有效測量和抑制已逐漸成為電磁兼容(electro magnetic compatibility,EMC)研究中的一個研究熱點[1-5]。 在目前的功率變換器電磁干擾研究領域,無源EMI 濾波器設計是抑制系統傳導電磁干擾的有效方法。 針對某個特定的系統,在設計EMI 濾波器時需要根據其噪聲特征進行專門設計。 根據電磁干擾的形成機理分類,電磁干擾通常分為差模干擾和共模干擾。 其主要區別是兩者形成的回路不同。 在設計EMI 濾波器時,同樣需要分為差模和共模兩個方向進行專門設計。 目前,國際上規定的傳導電磁干擾測量設備為線性阻抗穩定網絡(linear impedance stabilization network,LISN),所測得的是差模和共模的匯合信號。 因此,將LISN 測得的噪聲信號分離為差模信號和共模信號,是抑制電磁干擾首先要解決的問題[6-7]。

為解決上述問題,國內外學者作了相關研究。 美國的Paul 和Nave、新加坡的See、法國的Mardiguian 等先后提出了以射頻變壓器為核心器件的傳導EMI 噪聲分離網絡[8-10]。 這些網絡雖然可以初步實現對噪聲的分離,但由于采用變壓器作為主要分離器件,在高頻條件下會因雜散效應影響而產生較明顯的性能衰退現象。 美國的Guo 提出了采用0°/180°功分器取代變壓器的分離網絡[11]。 但在實際使用時,220 V 交流電對地電壓不對稱容易使功分器進入飽和狀態造成信號失真,一定程度上影響了其推廣使用。 另一方面,借助計算機數值計算功能,Lo 和孫亞秀提出了傳導干擾軟分離方法[12-13]。 由于仍然需要單模分離網絡,因此該方法實際上只能稱為半軟分離方法。 近年來,隨著人工智能算法的推廣應用,趙波和趙敏提出了雙/單通道傳導電磁干擾噪聲盲源分離方法。 試驗證明,該方法的分離性能取決于小波函數的選取。 由于傳導電磁干擾噪聲先驗信息的不確定性影響,該方法在實際測試時測量結果的重復性和穩定性有待驗證。

本文提出一種基于時域測量的傳導電磁干擾分離技術方法。 該方法作為完全軟件分離方法,與上述半軟分離方法相比,無需單模分離網絡支持,單次測量便可直接給出差模和共模信號頻譜,具有更高的現場測試效率。

1 傳導電磁干擾分離技術的測試原理

參考CISPR16 標準規范,傳統傳導電磁干擾分離測試首先使用LISN 耦合電源線干擾信號。 一般傳導電磁干擾分離測試原理如圖1 所示。 LISN 允許50 Hz或60 Hz 的電源信號輸入到被測設備而無衰減,但不允許外部噪聲信號通過。 被測設備產生的噪聲信號被過濾耦合到LISN 的監測輸出端。

圖1 一般傳導電磁干擾分離測試原理圖Fig.1 Schematic diagram of general conducted electromagnetic interference separation test

由式(1)可知,若把LISN 輸出的監測信號直接輸入EMI 接收機,則接收機所測得的噪聲信號實際上是共模和差模信號的和或差。 因此,需要再增加專門的噪聲分離網絡,分別耦合出差模和共模干擾信號,再使用EMI接收機進行測量。 由于噪聲分離網絡和EMI 接收機價格昂貴,受限于使用成本,多用于標準電磁兼容實驗室,一般現場傳導電磁干擾測試排查難以推廣應用。

同樣作為軟件分離方法,文獻[11]、文獻[12]提出了傳導電磁干擾軟分離方法。 其基本原理如下。

為解決上述問題,本文提出一種基于時域測量的傳導電磁干擾分離技術。 基于時域測量的傳導電磁干擾分離測試原理如圖2 所示。

圖2 基于時域測量的傳導電磁干擾分離測試原理圖Fig.2 Schematic diagram of conducted electromagnetic interference separation test based on time domain measurement

如圖2 所示,LISN 的相線L 監測端輸入示波器通道1,中線N 監測端輸入通道2。 示波器對輸入信號進行時域采樣,計算機對采集到的時域信號執行相加和相減操作,得到如下信號:

EMC 標準規范一般使用頻域限值作為結果評估依據。 因此,本文基于時域測量的傳導電磁干擾分離測試方法同樣需要計算信號的頻譜分量。 通過對式(4)中的采樣數據進行快速傅里葉變換,可以求得一個時變信號的頻譜。 以下給出使用快速傅里葉變換計算幅度和功率譜的計算過程。 對長度為N的時間序列x[n]進行離散傅里葉變換,求得S[f]如下:

由于被測信號為隨機噪聲信號,直接使用式(5)計算將難以獲得穩定的測量結果。 因此,本文采用Welch 方法來獲得隨機信號的功率譜密度估計。 其本質是修正周期圖的一種方法,是通過采樣數據分段重疊及加窗等技術,達到降低估計方差的目的。 具體過程是:將N個采樣數據{x(0),x(1),…,x(N-1)}分為K段,每段數據長為L,其中有(L-D)個數據為相鄰重疊數據,即N=L+D(K-1)。 第i段L個數據為:xi(n)=x(n+iD)。 其中:n=0,1,…,L-1,i=0,1,…,K-1。 對每一段數據進行加窗處理,并分別計算功率譜:

式中:Fs為時域信號采樣率;L為快速傅里葉變換計算數據長度,兩者相除為模擬帶寬;λ為快速傅里葉變換功率修正系數。

②功率譜P轉化為幅度譜V。

式中:R為示波器輸入阻抗,取50 Ω。

③線性單位轉化為對數單位。

EMC 標準規范限值曲線通常使用dB·μV 單位進行表述。 因此,本文計算結果可以使用上述步驟換算得到。 傳導電磁干擾分離測試程序流程如圖3所示。

圖3 傳導電磁干擾分離測試程序流程圖Fig.3 Flowchart of conducted electromagnetic interference separation test procedure

2 傳導電磁干擾分離技術的性能測試

首先,明確測試目的:獲取分離網絡的插入損耗和噪聲抑制比2 個性能參數。 這里參考文獻[6]定義的描述分離網絡性能。 使用如下參數,即共模插入損耗(common mode insertion loss,CMIL)、差模插入損耗(differential mode insertion loss,DMIL)、共模抑制比(common mode rejection ratio,CMRR)和差模抑制比(differential mode rejection ratio,DMRR)。 具體定義為:網絡輸入信號U1和輸出信號U2之間的測量傳遞函數;當U1、U2為相同模態信號時,為噪聲插入損耗;當U1、U2為不同模態信號時,為噪聲抑制比。

其次,確定測試設備,包括2 個方面。 一是噪聲分離與測試系統,包括2 臺常州多極LNF102A50 型LISN,1 臺泰克TDS3052B 數字示波器,用于構建傳導電磁干擾分離測試試驗平臺。 為保證試驗滿足檢測規范[5]要求,使用1 塊3 mm 不銹鋼接地平板和1 臺500 W 隔離變壓器提升用電安全。 二是噪聲模擬輸出設備,包括1 臺函數發生器33250A 和一個180°功分器,用于模擬差模傳導干擾噪聲。

下面是測試步驟:函數發生器輸出正弦波信號,幅度設為3 V 峰-峰值,頻率按測試結果表的頻率順序輸出;180°功分器模擬差模噪聲信號輸出,隨后差模噪聲輸入到LISN 電源輸出端;LISN 監測端信號分別輸入到數字示波器2 個輸入通道;示波器輸入通道耦合選擇AC 耦合,采樣模式設為16 次平均,垂直擋位使用“AutoSet”自動設置,水平擋位由計算機測量程序控制,最好由計算機讀取示波器的測量波形并計算測量結果。 需要注意的是:LISN 供電輸入端不加電。 分離網絡的性能測試連接如圖4 所示。

圖4 分離網絡的性能測試連接框圖Fig.4 Performance test connection diagram of separated network

最后進行數據處理。 設計算機數據處理后所得差模信號幅度為V1、共模信號幅度為V2,以及在此基礎上去掉兩個LISN 進行直接測試的差模信號(幅度為V0),則有:

分離網絡差模和共模干擾測試性能結果分別如表1 和表2 所示。

表1 分離網絡差模干擾測試性能結果表Tab.1 Differential mode interference test results of separated network

表2 分離網絡共模干擾測試性能結果表Tab.2 Common mode interference test results of separated network

根據表2 可知,分離網絡的插入損耗在10～100 kHz 頻率范圍內存在較大損耗。 影響因素主要來源于兩個方面。 一是LISN 在該頻率范圍內輸入阻抗與標準50 Ω 存在較大差異。 阻抗失配將導致信號衰減或損耗。 二是數字示波器使用AC 耦合。 其對100 kHz 以下頻率信號亦有明顯抑制效果。 這里使用AC 耦合主要是為了抑制電源線50 Hz 低頻交流信號在LISN 監測輸出端的殘余成分,因此在實際測試時需對測量結果進行修正處理。 對于差模抑制比和共模抑制比,除個別頻率點外基本小于30 dB,能夠滿足一般電磁干擾現場測試使用需求。

3 分離網絡的實測驗證

首先,明確測試目的:驗證分離網絡的實測效果。參考分離網絡主要應用場合,以特定電氣設備的傳導電磁干擾信號為測試對象,通過比較加載EMI 濾波器前后的信號變化驗證分離網絡的使用效果,測試參數包括差模干擾和共模干擾的信號頻譜。

其次,確定測試設備。 一是噪聲分離與測試系統,按圖4 配置。 二是噪聲模擬輸出,采用某型號LED 臺燈和EMI 濾波器B3LB-6A,以生成典型傳導電磁干擾噪聲。

測試步驟如下。 首先,220 V 交流電源通過LISN 受試端向被測設備(臺燈)供電,使用示波器測量LISN 監測端輸出干擾信號,通過計算機信號處理獲得濾波前差模和共模干擾信號頻譜。 其次,在LISN 和被測設備之間加入EMI 濾波器,再次測量濾波后差模和共模干擾信號頻譜。 在其他設置方面,示波器輸入通道耦合選擇AC 耦合,垂直擋位使用20 mV/格,水平擋位由計算機測量程序控制。 分離網絡實測驗證結果如圖5 所示。

圖5 分離網絡實測驗證結果圖Fig.5 Separated network measurement verification results

圖5 中的直線為標準參考限值[5]。 濾波前,被測設備的差模和共模干擾比較明顯,相比之下,差模干擾比共模干擾更強,幅度相差約10 dB。 若考慮6 dB 安全裕量,則差模傳導電磁干擾可能超標。 經EMI 濾波后,傳導電磁干擾信號均明顯減少,約10 dB,在10 kHz 至1 MHz 頻率范圍內差模和共模干擾抑制效果明顯。 最后,比較參考限值與實測信號的平均噪聲電平,兩者相差約30 dB,說明本文所設計傳導電磁干擾噪聲分離測試系統自身顯示平均噪聲電平較低。 這對于分辨低電平噪聲是有利條件。

4 結論

本文提出一種基于時域測量的傳導電磁干擾分離技術。 其原理是通過對LISN 輸出信號進行時域采樣。根據差模干擾和共模干擾的定義,使用數值計算方法實現傳導電磁干擾的軟件分離和頻譜輸出。 試驗證明,該傳導電磁干擾分離方法是切實可行的。

與標準傳導電磁干擾測試方法相比,該方法使用數字示波器代替昂貴的EMI 接收機,而且無需獨立的CM-DM 分離網絡,可以極大地降低測試系統硬件成本,適用于電磁干擾預兼容測試或后期整改測試。

與半軟分離方法相比,本文提出的方法實現了傳導電磁干擾全軟分離,無需單模分離網絡,且不存在半軟分離方法的測量同步難題。 經驗證,該方法在現場傳導電磁干擾測試排查工作中具有較高的實用價值。