一種改進型的Doherty功率放大器仿真研究

劉旭飛 劉金亭 李星沛

【摘要】? ? 為解決傳統的對稱Doherty功率放大器的載波功率放大器和峰值功率放大器適配的負載能力達不到理論設計值，將會嚴重影響整體通信電路的工作性能，為此，本文提出了一種新的功放設計方案即非對稱Doherty功放結構，該結構的放大器利用具有更高飽和功率的次功放能夠實現8dB的功率回退，并在ADS2016電路仿真平臺中驗證了該結論。

【關鍵詞】? ? 放大器? ? 仿真? ? 功率

一、對稱Doherty功率放大器的不足

伴隨集成電路技術的快速發展，工程中使用的早期Doherty功率放大器呈現以下弊端：

1.早期的具備對稱特性的Doherty功率放大器[1]具有相同的信號輸入功率，該種類型的功放擁有相同參數的晶體管，但是，兩種型號的晶體管的靜態工作點各異，因此，導致主功率放大器晶體管的信號輸出電流值大于次晶體管功放的信號輸出電流值。所以，當主晶體管輸出信號功率達到飽和狀態時，將引起載波功率放大器和峰值功率放大器的適配的負載能力達不到理論設計值[2]。主晶體管與次晶體管功率放大器的負載能力無法接近理論設計值，這會引起工作電路出現信號失配問題，功率放大器電路的指標參數將嚴重惡化。

2.早期設計的Doherty功放當信號功率值回退6dB時功放輸出效率最佳，伴隨人們對通信業務的更高要求，現代通信技術呈現高速發展的特點，OFDM，正交頻分復用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）、M-QAM（Multiple Quadrature Amplitude Modulation），多進制正交幅度調制等技術的應用導致已調信號的峰值功率與平均功率的比值升高[3]。6dB大小的信號功率值回退目前不能滿足現代通信系統的要求，如果仍然使用早期的Doherty功率放大器會導致功放工作效率的降低。因此，本文提出了一種改進型的功率放大器即非對稱Doherty功率放大器結構，非對稱Doherty功率放大器利用具有更高飽和功率的次功放實現更大信號功率回退的目的。

二、非對稱Doherty功放設計方案

非對稱Doherty功率放大器的設計方案是以早期的對稱Doherty功率放大器為依據，針對功率放大器的特定問題比如：信號功率值回退能力[4]、優化功率放大器功率回退區域范圍。針對此類問題本文提出以下幾種非對稱Doherty的方案：

2.1 不同功率輸出的功放管結構方案

采用不同晶體管結構的Doherty功放結構可以有效提高功率回退的動態范圍，在高回退的信號輸入下仍具有較高的效率。峰值功率放大器使用的晶體管具備比載波功率放大器更高的信號輸出功率，在該條件下，峰值功率放大器能夠較好的避免有源負載出現的牽引能力無法匹配的問題[5]，Doherty功放的功率回退點計算公式如式1所示：

在公式1中，符號ρ代表Doherty功放的信號功率回退量，工程中常使用dB作為計算單位，α代表Doherty主功率放大器輸出信號的功率值與功放全部信號輸出的功率值的比，Pcarrier表示載波功率值，Ppeak表示峰值功率值。載波功率放大器和峰值功率放大器的輸出信號功率值相等，因此，早期設計的Doherty功放只有6dB的功率回退能力。如何選擇適中的功率放大器晶體管[6]可以根據實際工程應用的需要，同時能夠確定所需要的功率回退區間。

早期Doherty功放與本文設計的非對稱Doherty功放的回退能力比較圖，從圖中可以看出，非對稱Doherty功放具有8dB的功放回退能力，而早期的Doherty功放只有6dB的回退范圍。

因此，本文提出的非對稱Doherty功率放大器的輸出信號功率回退能力更高，能夠解決現代無線通信技術中的高效數字調制信號峰均比過高的問題。

2.2非等輸入功率驅動方案

用符號βc表示載波功率放大器的導通角，符號βp表示峰值功率放大器的導通角，符號I載和符號I峰代表載波功率放大器和峰值功率放大器的最大一次諧波電流，具體計算如公式2和3所示：

由于主功率放大器與次功率放大器的工作性能不一樣，所以，在主功率放大器信號輸出功率達到飽和狀態時，次功率放大器信號輸出功率值并未達到飽和狀態，用符號γ表示該狀態下主功率放大器與次功率放大器的電流比值，表達式如式4所示：

式4中，J表示峰值功率發達器工作時，峰值晶體管與載波晶體管功放的漏極電壓的比值，式I峰·（1- J）表示的電流為載波功率放大器狀態飽時，峰值功率放大器輸出信號的電流大小。公式5表示載波功率放大器與峰值功率放大器信號輸出功率的比值：

在式5中，P欠表示峰值功率放大器的欠驅動功率大小，借助P欠值的大小能夠預測主、次功率放大器的欠匹配程度。在得出峰值功率放大器補償輸入電流的大小之前，先獲取載波功率放大器和峰值功率放大器的信號輸出電流比值，依據公式5就能夠計算出功放補償電流值。接下來在ADS2008電路仿真環境下對比研究本文提出的非對稱Doherty功率放大器相對于早期的Doherty功率放大器的優勢。

三、基于ADS仿真平臺的功放設計方案仿真分析

仿真過程中取α=1.17，根據公式2.5可以計算出峰值功率放大器的欠驅動功率值P欠=7.35dB，仿真時J=0.5，峰值功率放大器需補償7.35dB的輸入功率值才能解決功放失配的問題。仿真圖1是等分輸入功率與信號非等分輸入功率驅動下主功率放大器和次功率放大器信號輸出電流的對比結果。主功率放大器和次功率放大器的輸出信號電流值相同，原因是它們采用的晶體管類型相同，在一樣的輸入信號功率值的驅動下，載波功率放大器的輸出電流值是次功率放大器的2倍。非均分信號輸入功率的不同之處在于，其在已有等分功率值的基礎上，能夠補償峰值功率放大器7.35dB的功率大小。相較于均勻功率驅動的模式，非等分結構的次功率放大器輸出電流與載波功率放大器一致。所以在該前提下，對載波及峰值功率放大器的信號輸出進行匹配，能夠獲取最佳的匹配狀態。

載波功率放大器的信號輸出電流的表達式：

峰值功率放大器的信號輸出電流為：

公式7和8中的Ip，even、Ip，uneven分別表示相等輸入功率與非等輸入功率情況下次功率放大器的信號輸出電流值，Vinm表示最大輸入電壓信號。

前面已經闡述早期的對稱Doherty功率放大器存在主功率放大器與次功率放大器負載無法匹配的問題，該問題會降低整個功放電路的工作性能。如果使用本文提出的非對稱Doherty功放，能夠通過控制輸入信號的功率大小從而解決主次功放功率失配的問題，非均勻輸入信號功率激勵下的載波功率放大器與信號輸出負載對比如下。

仿真結果表明：在非等分功率主功率放大器與次功率放大器的電流比值γ=2.4激勵下，載波功率放大器與峰值功率放大器能夠實現負載一致，所以能夠達到阻抗匹配狀態。

負載阻抗特性曲線的變化特征可由下列公式得到。

在式9和式10中ZM、ZL分別表示1/4波長傳輸線的特征阻抗與負載阻抗，經仿真研究分析載波功率放大器與峰值功率放大器飽和輸出信號的負載理想情況下是一樣的。

四、結束語

本文設計了一種非對稱Doherty功放結構，能夠實現8dB的功率回退，并通過ADS2016電路仿真平臺驗證了所設計方案的可行性，為現代無線通信系統的射頻前端應用打下堅實的仿真實踐基礎。

參? 考? 文? 獻

[1] J. Fritzin， Y. Jung， P. Landin， P. H?ndel， M. Enqvist， and A. Alvandpour， “Phase predistortion of a class-D outphasing RF amplifier in 90 nm CMOS，” IEEE Trans. Circuits Syst. II： Express Briefs， vol. 58， no. 10， pp. 642–646， Oct. 2011.

[2] Dixian Zhao， Patrick Reynaert： A 60-GHz Dual-Mode Class AB Power Amplifier in 40-nm CMOS. IEEE J. Solid-State Circuits， vol. 48， no. 10， pp. 2323–2337， Oct. 2013.