全光纖電流互感器電信號處理

王堅，金燕云

（武漢供電設計院，湖北武漢 430074）

全光纖電流互感器是電子式電流互感器的主要研究方向和推廣方向，是介于傳統電磁電流和有源電子電流之間的一種多光導光電流互感器。傳感器系統信號處理模塊設計的重點是全光纖電流互感器系統。由于系統對光強信號干擾小，信號提取困難；光信號強度值與檢測到的電流值之間的關系為非線性關系，如何進行反饋調制是一個難點[1]。

基于以上研究的重難點問題，文中設計并驗證了全光纖電流互感器的處理模塊與電信號控制。光電轉換電路是通過對干涉光信號進行隔離偏置、差分轉換、濾波放大、AD 轉換等操作來實現對電信號的轉換。設計了信號調制驅動電路，對放大濾波產生階梯波和方波、調制信號到數模轉換；同時利用FPGA 內的控制算法控制DAC 芯片實現對DAC 參考電壓的調整。最后，將電路開發并應用到系統中，驗證了系統的可行性。

1 全光纖電流互感器基本原理

全光纖電流互感器主要由傳感光纖環、SLED 光源、耦合器、偏振器、探測器、光纖延時環、相位調制器以及電氣信號處理與控制單元組成[1-2]。全光纖電流互感器系統結構如圖1 所示。

圖1 全光纖電流互感器系統結構

其工作原理是：SLED 光源發出的光信號經過一個光纖耦合器進行分光，輸出光經過光纖偏振器得到線偏振光，然后，其偏振方向與雙折射相位調制器的軸向成45°角進入調制器，形成兩束正交偏振光，兩者相位差可由調制器進行調制，從調制器發出的光經過一個光纖延時環后進入傳感環。經過λ/4 波片后，兩個正交的線偏振光分別被轉化為左旋和右旋圓偏振光進入傳感光纖中。在電流產生的磁場作用下，由于法拉第效應圓偏振光的相位會發生變化[3]。其在反射膜端面處反射后，偏振模式互換再次穿過傳感光纖，導致相位差加倍，獲得的相位差Δφ=4NVI，其中N為傳感線圈匝數，V為光纖傳感頭維德爾常數，I為被測電流。反射的兩束光通過λ/4光纖波片后，恢復為線偏振光，在光纖偏振器處發生干涉，通過干涉光的強度提取法拉第相移來達到檢測電流的目的，最終獲得的光干涉強度可表示為：

其中，φM為調制器的調制信號，S0是光源的發光效率，L是光路的線路損耗。

2 電信號處理控制模塊設計

由圖1 可以發現，電信號處理對系統精度有重要影響，是整個系統的核心模塊。電信號處理控制模塊的功能主要是測量干涉光的信號、調制電流信號、產生反饋調制信號并處理輸出信號等。首先在傳感前端預處理電路中對光信號進行預處理，通過光電轉換將光信號轉換成電信號，信號通過隔離偏置、放大濾波后，通過差分放大轉化為差分信號，經高速AD 采集芯片、FPGA 進行信號的采集及后續處理；在FPGA 芯片中，完成電流信息提取、調制信號生成以及測量信號輸出等工作。電信號處理控制模塊原理框圖如圖2 所示。

圖2 電信號處理控制模塊原理框圖

根據該原理框圖，將電信號處理控制模塊分為兩部分進行設計，一部分是前端信號采集電路，另一部分是調制控制電路。

3 光信號探測與采集電路

前端采集處理電路設計如圖3 所示，pin-FET采集干涉光信號，并將光信號轉換為電信號，pin 實際輸出為負偏壓工作狀態的電壓信號，在沒有光信號輸入時，pin 實際輸出信號為-1.6 V 左右。由式（1）可知，輸出信號存在一個較大的偏置信號，該信號光源功率與光路損耗相關，且不攜帶測量電流的相關信息，不論被測試電流是直流還是交流，均會被調制為交流信號。為了更好地數字化檢測信號，在電路中對信號進行了直流隔離處理。同時基于差分放大芯片，將信號進行轉差分信號處理、放大濾波處理。

圖3 前端采集處理電路

通常情況下，將調制頻率設定在500 kHz 時，能夠較好地濾除信號中的高頻白噪聲，且不會對測量造成失真[4]。圖4 所示波形也較好地驗證了上述觀點，由波形可見電信號高頻噪聲被較好地濾除。輸出信號在通過LTC 模數轉換芯片進行數模轉換后，將數字信號傳遞給FPGA 進行處理。梳狀譜之間的平坦處即為有效信號，采樣時需注意區間的選取。

圖4 輸出電信號波形

4 調制驅動設計

經過前端電路初步濾波放大的電信號需進入FPGA 中解調并生成調制信號。由式（1）可知，φM為相位差，是調制信號在單個光路傳輸周期中的相位差，Δφ也是相位差，該值為電流產生的相位差。檢測到的光電信號強度與被檢測電流為余弦關系，由于信號強度與電流是非線性關系，系統測量的靈敏度與線性度均受限，因此，有必要對測量系統進行偏置點平移[5-6]，并通過反饋調節，使系統的線性度最佳且敏感度最好。通過給φM施加±π/2 的信號，可實現系統線性度最佳且敏感度最好的要求。令φ1=Δφ，則有：

π/2 調制時，信號強度為：

-π/2 調制時，信號強度為：

若再給φM疊加一個反饋量為上一個處理周期檢測的法拉第相位差，則測得信號分別為：

ΔφI為法拉第相位差的變化，該變化是系統連續兩個處理周期內所測量電流變化引起的。兩式相減可得：

相應的測試電流計算公式為：

根據以上分析，FPGA 中通過計算得到調制方波和階梯波，如圖5所示電路輸出并加到相位調試器上。

圖5 調試信號產生電路

階梯波高度為前后兩次采集值的差。

調制電路通過調制信號的模數轉換來輸出差分電流信號，差分電流信號被高精度電阻轉換成電壓信號，調制信號由差分放大芯片進行放大濾波，最后得到的調制信號波形如圖6 所示。

圖6 輸出調制信號波形

VREF在第二個閉環中根據半波電壓波動情況實時調整。采用LTC65 芯片生成一個2.5 V 的電壓串行DAC 做參考電壓，然后通過FPGA 實現DAC 的參考電壓調制，通過控制DAC 的參考電壓，而實現對調制通道的補償。如圖7 所示，VREF范圍為-Vref～Vref（Vref=2.5 V，即U24Pin1 輸入）

圖7 參考電壓產生電路

5 實驗驗證

針對全光纖電流互感器本身的線性度、精度、溫度性能搭建測試平臺。互感器測得的電流值轉換為以光為載體的數字量傳輸到合并單元中，進行通信協議轉換后發送給標準互感器校驗儀中的校驗程序。同時，標準電流互感器測量的電流值經過校驗儀中的采集卡轉化后發送給校驗程序。函數發生器每一秒鐘發生一次脈沖，同時刻分別對全光纖互感器與標準電流互感器進行采樣，采樣多個點計算有效值，并進行比對，從而校驗全光纖電流互感器所測得電流的幅值與相位的誤差[7]。其中傳感器的測量數據率為10 K，經合并單元采樣為4 K 后發送給校驗儀。測量幅度的誤差定義為比差，描述為：

式中，Iref為標準電流互感器的測量參考值，IFOCS為全光纖電流互感器的測量值，kref為標準電流互感器的等效比例系數，kFOCS為全光纖電流互感器的等效比例系數。

相位差為：

式中，φFOCS是IFOCS值的相位值，φref是跟Iref在同時刻的相位值[8-9]。

測試平臺在不同電流值下，針對信號處理方案進行測量，查看互感器系統精度情況。額定電流為600 A，分別測量并記錄保護通道和測量通道在5%、20%、80%、100%額定電流下的比差和相差值，結果如表1 所示。

表1 測試數據

由表1 中的數據可見，該設計的互感器系統比差、相差變化幅度較小，滿足0.2 級的精度要求[10]。

6 結論

文中研究了全光纖電流互感器電信號處理單元，實現了反饋調制兩部分和信號采集，為了確定完整的信號處理方案分別設計了相應的硬件電路[11-20]。最后對該設計進行了測試，實驗結果表明，該系統具有良好的穩定性，有效地避免了噪聲對系統精度的影響，提高了系統的線性度和靈敏度。